Проблемы выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением

За последнее десятилетие MOSFET и IGBT силовые транзисторы надежно зарекомендовали себя в качестве основных ключевых приборов для преобразовательной техники. В литературе [1-3] достаточно подробно рассматривался вопрос выбора тех или иных приборов в зависимости от величин рабочих частот, токов, напряжений и режимов работы силовых транзисторов. Рис. 1 иллюстрирует общепринятое разграничение областей применения MOSFET и IGBT силовых транзисторов в жестком режиме переключения исходя из достижимых для коммерческого использования их основных электрических характеристик. При напряжениях питания до 250 В и на частотах переключения свыше 100 кГц доминирующую роль играют MOSFET полевые транзисторы, на частотах до 30 кГц и напряжении 300-1200 В предпочтение отдается IGBT, при этом диапазон 250-800 В при 30-150 кГц оказывается спорным с позиции эффективности использования того или иного прибора. Это связано с тем, что у биполярных транзисторов IGBT существенную роль начинают играть динамические потери, а у полевых транзисторов MOSFET — статические, обусловленные слишком большой величиной сопротивления в открытом состоянии.

Рис. 1. Общепринятое разграничение областей применения полевых транзисторов MOSFET и IGBT биполярных транзисторов

Еще один важный фактор, влияющий на выбор ключевых приборов, связан со спецификой работы рассматриваемых преобразователей на индуктивную нагрузку и заключается в необходимости установки антипараллельных диодов, характеристики обратного восстановления которых вносят значительный вклад в динамические потери.

За последние годы ведущие производители компонентов для силовой электроники предприняли значительные усилия как по улучшению характеристик традиционных полупроводниковых приборов, так и по разработке новых изделий, позволяющих разработчикам решать проблемы повышения эффективности преобразователей на качественно новом уровне. Это заставляет пересмотреть традиционные решения вопроса выбора типов ключевых транзисторов.

Ниже будут рассмотрены характеристики современных силовых приборов и предложена методика выбора исходя из соотношения «эффективность — стоимость».

MOSFET полевые транзисторы

Появление в 70-х годах прошлого века высоковольтных полевых транзисторов с вертикальной структурой произвело переворот в схемотехнике и характеристиках источников питания. Высокие скорости переключения, отсутствие насыщения, простота управления затворами, устойчивость к перегрузкам по току и dV/dt позволили проектировать источники питания с частотами преобразования до сотен килогерц и удельными мощностями свыше 1000 Вт/дм3. В то же время по статическим потерям полевые транзисторы MOSFET значительно проигрывали биполярным транзисторам и тиристорам, что ограничивало их применение в мощных преобразователях напряжения. Поэтому основные усилия фирм-производителей были направлены на уменьшение величины сопротивления в открытом состоянии и увеличение максимального напряжения «сток — исток».

В 1998 году компания Infineon Technologies представила новый тип MOSFET полевого транзисторов под торговой маркой CoolMOS с напряжением «сток — исток» в закрытом состоянии 600 и 800 В, в которых удалось снизить сопротивление в открытом состоянии более чем в 5 раз по сравнению с обычными полевыми транзисторами с вертикальной структурой. Помимо сверхнизких статических потерь полевые транзисторы CoolMOS обеспечивают более высокую, чем у MOSFET, скорость переключения благодаря меньшей площади кристалла и, как следствие, более низкие потери переключения.

Общим недостатком полевых транзисторов с вертикальной структурой является наличие паразитного антипараллельного диода с неудовлетворительными характеристиками обратного восстановления, что очень усложняет их использование в преобразователях напряжения с рекуперацией реактивной энергии («жесткое переключение», индуктивная нагрузка, резонансные инверторы [4] и т. п.). Это заставляет производителей разрабатывать технологии, позволяющие улучшить характеристики встроенного силового диода. Примером может служить семейство силовых транзисторов HiPerFET компании IXYS.

Второй подход к решению данной проблемы заключается в блокировке паразитного диода последовательным с транзистором силовым диодом Шоттки и подключении встречно-параллельно диода ULTRAFAST или SiC (рис. 2). Приборы, реализующие этот принцип, выпустила компания Advanced Power Technology. Однако наличие последовательного диода резко увеличивает статические потери по сравнению с одиночным полевым транзистором MOSFET.

Рис. 2.

Для сравнения в таблице 1 приведены характеристики новых приборов с классификационными напряжениями 600 и 800 В и постоянным током стока до 55 А, изготовленных по различным технологиям.

IGBT биполярные транзисторы

Отмеченные выше недостатки полевых транзисторов заставляли производителей силовых полупроводников искать компромиссное решение, позволяющее объединить достоинства полевых транзисторов MOSFET и биполярных транзисторов Дарлингтона. В конце 80-х годов прошлого века было создано первое поколение биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT), а в начале 90-х — второе и третье поколения. Эти приборы объединили в себе простоту управления затвором полевого и большие коммутируемые токи биполярного транзисторов.

Упрощенно IGBT можно представить как комбинацию биполярного p-n-p транзистора и MOSFET (рис. 3).

Рис. 3.

Помимо основного p-n-p транзистора существует паразитная n-p-n-структура, которую делают неактивной путем шунтирования база-эмиттерного перехода слоем металлизации истока. Эти два транзистора образуют четырехслойную p-n-p-n-структуру паразитного тиристора. Суммарное усиление n-p-n-и p-n-p транзисторов должно быть меньше 1. Однако с повышением температуры их усиление возрастает, поэтому при очень большом токе коллектора из-за локального нагрева их суммарное усиление может превысить 1 и привести к открыванию n-p-n транзистора. При этом паразитный тиристор отпирается и не реагирует на изменение напряжения на затворе, что может привести к выходу из строя IGBT. Этот эффект называют статическим защелкиванием. Чрезмерно высокие величины dVкэ/dtи dIк/dt при выключении также могут привести к открыванию n-p-n-транзистора. Это эффект динамического защелкивания, который приводит к уменьшению области безопасной работы IGBT и делает ее зависимой от скорости выключения dVкэ/dt.

В отличие от MOSFET, у биполярных транзисторов IGBT отсутствует интегральный паразитный обратный диод, что позволяет при необходимости использовать внешний антипараллельный диод ULTRAFAST или SiC.

Структурно биполярные транзисторы IGBT делятся на PT (punch-through) и NPT (non-punch-through). У PT-приборов дополнительно имеется n+  подложкой и n– эпитаксиальной областью (рис. 4).

Рис. 4.

Благодаря его наличию увеличивается скорость рекомбинации дырок, что приводит к увеличению скорости выключения силового транзистора и уменьшению времени и тока рассасывания, а также усиления p-n-p транзистора. У NPT IGBT n+ буферный слой отсутствует, что, с одной стороны, приводит к уменьшению прямого падения напряжения «коллектор — эмиттер», но с другой стороны — увеличивает время рассасывания и, соответственно, потери выключения на высоких частотах. PT IGBT, в отличие от более «медленных» NPT-приборов, обладают низкой устойчивостью к короткому замыканию и поглощению большой лавинной энергии. По скорости переключения PT IGBT могут сравниваться с мощными MOSFET полевыми транзисторами, поэтому усилия фирм-производителей направлены на снижение прямых потерь проводимости и увеличение устойчивости к dVкэ/dt. Современные биполярные транзисторы PT IGBT, например из производственной линейки PowerMOS7 компании Advanced Power Technology, благодаря технологии снижения толщины n– эпитаксиальной области имеют величину прямого падения напряжения не хуже, чем у NPT-приборов.

В таблице 2 приведены характеристики современных высокоскоростных PT и NPT IGBT с классификационными напряжениями 600 и 1200 В, постоянным током коллектора до 50 А и антипараллельным диодом (FRD).

Выбор ключевых силовых транзисторов

В рамках данной статьи интерес представляет анализ эффективности применения того или иного класса ключевых приборов в преобразователях напряжения с напряжением питания 300-600 В мощностью до 10 кВт с частотами преобразования свыше 50 кГц. Такая задача относится к большой группе аппаратуры, которая включает установки для индукционного нагрева средней мощности (пайка и закалка), источники бесперебойного питания, прецизионные системы управления электродвигателями и т. п.

Выбор того или иного прибора в общем случае определяется конкретными электрическими характеристиками системы в целом. Критерием оптимальности в первом приближении можно считать минимизацию суммарных потерь при заданных параметрах питания и мощности нагрузки при максимально допустимом увеличении стоимости преобразователя напряжения.

Для оценки величин потерь в преобразователе напряжения, работающем в «жестком» режиме, будем считать, что за время открытого состояния силового транзистора ток, протекающий через него, остается приблизительно постоянным, скорость нарастания напряжения при выключении определяется величиной t_f , коэффициент заполнения равен 0,5.

Мощности статических потерь определяются выражениями:

— для полевых транзисторов MOSFET

— для полевых транзисторов MOSFET по схеме рис. 2

— для биполярных транзисторов IGBT

где I_sw — ток, протекающий через транзистор; U_sat — прямое падение напряжения на IGBT; R_on — сопротивление MOSFET в открытом состоянии; U_d — прямое падение напряжения блокирующего диода.

Мощность динамических потерь складывается из трех составляющих: «жесткое» переключение при токе (I_sw ), разряд выходной емкости (C₂₂) транзистора, заряженной до уровня напряжения питания (V₀), обратное восстановление антипараллельного диода с зарядом (Q_rr), и определяется выражениями:

— для полевых транзисторов MOSFET

— для биполярных транзисторов IGBT

где t_r, t_f— время нарастания и спада тока через силовой транзистор; f_s — частота преобразования; E_tot — суммарная энергия переключения IGBT.

Полные потери:

В таблице 3 приведены результаты расчетов величин полных потерь для приведенных выше приборов, работающих в преобразователях напряжения с V₀ = 320 В, P₀ = 5 кВт и V₀ = 540 В, P₀= 10 кВт на частоте f_s = 100 кГц.

На рис. 5, 6 показаны зависимости суммарных потерь и КПД мостовых инверторов от частоты переключения и мощности при использовании транзисторов IXFK52N60Q2 (HiPerFET), IRGP50B60PD1 (NPT IGBT+FRD) и модуля APTС60HM70SCT (CoolMOS+SiC). Хорошо видно, что КПД во всех случаях определяется в основном динамическими потерями. Использование HiPerFET и высокоскоростных NPT IGBT приборов со встроенными FRD на частотах выше 50 кГц дает приблизительно одинаковый результат. Радикальный выигрыш на высоких частотах получается при использовании транзисторов CoolMOS с антипараллельными диодами из карбида кремния, однако стоимость инвертора при этом значительно возрастает (с $30 за четыре IRGP50B60PD1 до $160 за модуль APTС60HM70SCT).

Рис. 5.

Рис. 6.

Выводы, которые можно сделать из приведенных расчетов, вполне ожидаемы: во-первых, паразитные диоды стандартных MOSFET и CoolMOS не могут быть использованы в качестве рекуперационных при работе с «жестким» переключением на индуктивную нагрузку; во-вторых, в рассматриваемом режиме работы частоты переключения современных 1200-вольтовых NPT IGBT не превышают 20-30 кГц, хотя последние позиционируются как ULTRAFAST приборы. В то же время хорошие   результаты   показывают   новые HiPerFET и комбинированные CoolMOS. Вопрос о применении PT IGBT для жесткого переключения должен решаться в каждом конкретном случае индивидуально, поскольку, как отмечалось выше, они не обладают устойчивостью к поглощению больших величин лавинной энергии. Комбинация CoolMOS и силового диода Шоттки SiC, как показано на рис. 2, фактически является идеальной альтернативой биполярному транзистору IGBT для высоких частот переключения. Особенно перспективно, по мнению автора, использование готовых полумостовых и мостовых модулей, в которых уже решены проблемы получения низких тепловых сопротивлений, электрической изоляции кристаллов и оптимизации конструкции с целью снижения паразитных реактивностей. При этом реальная стоимость мостового инвертора в виде модуля CoolMOS+SiC и собранного на дискретных HiPerFET транзисторах с учетом конструктивных затрат практически одинакова.

Таким образом, возвращаясь к вопросу о применимости биполярных транзисторов IGBT или полевых транзисторов MOSFET в спорном диапазоне рабочих напряжений и частот (рис. 1), можно с уверенностью сказать, что в ближайшие несколько лет ответ на него будет в пользу последних.