Выбор и использование полевых транзисторов компании STMicroelectronics для импульсных источников питания

№ 4’2013
PDF версия
В статье описаны критерии и особенности выбора полевых транзисторов с учетом особенностей их применения на примере MOSFET компании STMicroelectronics.

Введение

Основные параметры электронных преобразовательных схем определяются характеристиками применяемых ключевых полупроводниковых элементов. В преобразователях силовой электроники в качестве ключевых элементов широко используются полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET) (рис. 1). Основными преимуществами MOSFET по сравнению с другими ключевыми элементами являются высокое быстродействие и низкая потребляемая мощность в цепи управления.

Области применения MOSFET в силовой электронике

Рис. 1. Области применения MOSFET в силовой электронике

MOSFET производят многие ведущие компании мира, в том числе компания STMicroelectronics (STM), которфая длительное время является одним из лидеров мировой полупроводниковой промышленности. Ведущее место этой компании обусловлено постоянным совершенствованием технического уровня выпускаемой продукции, разработкой новых технологий производства полупроводниковых компонентов и непрерывным расширением продуктовых линеек. На сегодня STMicroelectronics является компанией, производящей одно из самых эффективных высоковольтных семейств MOSFET в мире.

Развитие технологии STripFET компании STMicroelectronics

Рис. 2. Развитие технологии STripFET компании STMicroelectronics

Семейства низковольтных транзисторов STM имеют общее название STripFET и отличаются индексом, который соответствует порядковому номеру поколения технологии (рис. 2) [1]. Технология STripFET III была представлена в 2005 г., структура транзистора приведена на рис. 3а. Транзисторы STripFET V появились в 2008 г. У них было снижено сопротивление слоя металла благодаря увеличению его толщины, улучшена структура затвора, использован вертикальный контакт μ-trench, что привело к снижению сопротивления канала и уменьшению полного заряда затвора. В этом же году начали производиться транзисторы серии F4, выполненные по технологии STripFET DeepGATE. В последующем эта технология была усовершенствована до STripFET VI DeepGATE с затвором в виде канавки (Trench MOSFET), структура которого приведена на рис. 3б. Данная технология за счет исключения паразитного сопротивления RJFET позволяет значительно снизить сопротивление канала и повысить плотность структуры кристалла. Однако в применениях с большой индуктивной нагрузкой по-прежнему используют транзисторы пятого поколения, выдерживающие большие энергии лавинного пробоя.

Структура транзисторов STripFET

Рис. 3. Структура транзисторов STripFET:
а) планарная,
б) DeepGATE

Высоковольтные транзисторы STM представлены серией MDmesh [3]. Эта серия в настоящее время насчитывает четыре поколения транзисторов (рис. 4), и уже анонсировано пятое поколение. Концепция MDmesh основана на использовании глубоких р-областей под базой транзистора (рис. 5). За счет увеличения площади р-n-перехода можно снизить сопротивление эпитаксиального слоя без уменьшения пробивного напряжения. Таким образом, преодолевается противоречие между сопротивлением канала и пробивным напряжением. Концепция MDmesh в настоящее время используется многими ведущими компаниями и известна под названиями CoolMos (Infineon), DTMOS (Toshiba), SuperFet и SupreMos (Fairchild), Gen9 (Vishay) и пр. Компания «Микроника» тоже в их числе и реализует эту концепцию с использованием глубокой канавки, заполненной поликремнием, легированным бором в процессе роста, а также производит обычные планарные высоковольтные транзисторы для специального применения [2].

Развитие технологии MDmesh

Рис. 4. Развитие технологии MDmesh

Структура транзистора MDmesh

Рис. 5. Структура транзистора MDmesh

Одно из основных применений MOSFET нашли в импульсных источниках питания (Switched Mode Power Supply, SMPS) [4], в LED-драйверах [5], в которых используются как высоковольтные, так и низковольтные транзисторы в ключевом режиме. Типовой импульсный источник питания (рис. 6) состоит из предварительного AC/DC-преобразователя входного переменного тока с корректором мощности, на выходе которого формируется высокое напряжение, как правило, 400 В. Поэтому AC/DC-преобразователь содержит высоковольтные MOSFET. Далее DC/DC-преобразователь понижает высокое напряжение до необходимого уровня. Затем конечный DC/DC-преобразователь формирует выходные напряжения 1,2-12 В, необходимые большинству современных электронных приборов. Данный преобразователь требует наличия низковольтных MOSFET.

Блок-схема системы питания с различными входными напряжениями конечных DC/DC-преобразователей

Рис. 6. Блок-схема системы питания с различными входными напряжениями конечных DC/DC-преобразователей

Многие применения требуют наличия различных режимов работы: режим низкой рассеиваемой мощности (резервный или «спящий») и нормальный режим, обеспечивающий максимальную эффективность работы. Некоторые применения требуют наличия одного выходного напряжения, другим нужны несколько. При выборе типа применяемого источника питания (ИП) важным параметром является выходная мощность. С целью обеспечения оптимальности показателя цена/качество для различных применений в зависимости от выходной мощности разработаны различные типы преобразователей напряжения.

Правильный и оптимальный выбор MOSFET, учет особенностей их применения обеспечивает сокращение сроков разработки и достижение необходимых параметров преобразователей напряжения.

В данной работе предлагается методика выбора высоковольтных MOSFET компании STMicroelectronics для импульсных ИП.

 

Параметры MOSFET

Основные параметры MOSFET, которые определяют характеристики проектируемого импульсного ИП и выбору которых необходимо уделять основное внимание, показаны в таблице 1. Выбор необходимого уровня этих параметров определяется функциональным назначением прибора, входными/выходными напряжениями и токами, частотой работы, выходной мощностью, необходимостью обеспечения как максимально допустимой мощности рассеяния, так и минимальных потерь MOSFET на проводимость и переключение. Различие в выходной мощности преобразователей, требование наличия баланса между рассеянием и потерями мощности обуславливают различные требования для корпусов.

Таблица 1. Основные параметры MOSFET
Параметр Обозначение
Статические параметры
Максимальное напряжение «сток-исток» V(BR)DSS
Максимальный постоянный ток стока ID
Максимальное напряжение на затворе VGS
Сопротивление «сток-исток» в открытом режиме RDS(ON)
Параметры переключения
Задержка включения td(on)
Время нарастания сигнала tr
Задержка выключения td(off)
Время спада tf
Динамические параметры
Суммарный заряд затвора QG
Входная емкость CISS
Входное сопротивление затвора RG
Проходная емкость (емкость Миллера) CRSS
Тепловые параметры
Максимальная температура перехода TJ(MAX)
Тепловое сопротивление «переход-корпус» RTH_JC

Далее будут рассмотрены вопросы, касающиеся выбора типа корпуса, параметров высоковольтных MOSFET для предварительных AC/DC-преобразователей и выбора параметров низковольтных MOSFET для конечных DC/DC-преобразователей.

Выбор типа корпуса

Выбор типа корпуса для MOSFET главным образом определяется следующими показателями: рассеиваемой мощностью, расстоянием между выводами, размером, стоимостью [6].

Рассеяние мощности, охлаждение

Тип корпуса MOSFET для использования в конкретном применении выбирают исходя из требуемой мощности рассеяния. Мощные корпуса Т0-220 и особенно ТО-247 со встроенным радиатором и форсированным отводом могут рассеивать большое количество тепла — 1,5 и 2,0 Вт соответственно — без внешних радиаторов. Однако в импульсных ИП современных электронных устройств, где большое значение имеет занимаемый объем, в основном применяются корпуса для поверхностного монтажа (SMD). В таблице 2 показаны тепловые параметры основных типов SMD-корпусов компании ST.

Таблица 2. Тепловые параметры основных типов корпусов SMD компании STM
Корпус Площадь монтажа, мм2 Мин. рекомендуемая площадь теплоотвода на плате, мм2 TJMAX, °C TTHJ-PCB*, °C/Bт TTHJ-PCB**, C/Bт PD, Вт
D2PAK 210 120 175 34,0 42,0 4,4
Power S0-10 140 60 175 35,0 50,0 4,3
DPAK 80 45 175 50,0 62,0 3,0
PowerFLAT 5×5 25 15 150 31,2 60,0 4,0
PowerFLAT 6×5 30 23 150 31,2 60,0 4,0
SOT-223 50 15 150 38,0 56,6 3,3
PowerSO-8 30 23 150 42,0 56,6 3,0
SO-8 30 23 150 50,0 100 2,5
TSS0P8 20 15 150 83,5 100 1,5

Примечания:
* — с использованием теплоотвода на плате площадью 600 мм2;
** — с использованием теплоотвода на плате минимальной рекомендуемой площади.

Расстояние между выводами корпуса

Расстояние между выводами должно соответствовать напряжению, используемому в данном применении.

Размер, объем корпуса

Размеры корпуса MOSFET также могут определяться параметрами (размер/объем/высота) корпуса источника питания. Например, в адаптерах для ноутбуков используются корпуса DPAK или D2PAK для обеспечения минимальной высоты.

Стоимость

Как правило, меньший корпус дешевле, чем корпус большего размера. Также технология поверхностного монтажа более эффективна по стоимости при производстве плат ИП. Полностью изолированный корпус транзистора позволяет снизить стоимость сборки тепловых радиаторов, так как исключает необходимость размещения изоляционной прокладки между корпусом транзистора и радиатором.

 

Выбор параметров высоковольтных MOSFET

Выбор величины пробивного напряжения

При выборе уровня пробивного напряжения необходимо учитывать следующие факторы:

  • Лавинное напряжение пробоя BVDSS, которое всегда несколько выше максимального — допустимого напряжения «сток-исток» VDS, т. е. существует некоторый запас. Температурные зависимости пробивного напряжения транзистора BVDSS, как правило, приведены в спецификациях. На рис. 7a, б приведены температурные зависимости пробивного напряжения для 600-В MOSFET ST STB10NK60Z и STE70NM60. По этим зависимостям можно определить пробивное напряжение транзистора при рабочих температурах перехода +100…+120 °С. Обычно эта величина на 4-7% выше пробивного напряжения при комнатной температуре. Однако следует отметить, что если прибор будет использоваться в аппаратуре при отрицательных температурах, то необходимо, чтобы пробивное напряжение транзистора на этих температурах было выше, чем максимальное напряжение на стоке, для предотвращения лавинного пробоя транзистора в момент включения аппаратуры.
  • Минимальное пробивное напряжение V(BR)DSS, указанное в спецификации на транзистор для комнатной температуры и имеющее такой же положительный температурный коэффициент, как и BVDSS.
  • Уровень выбросов напряжения (spike), обусловленный наличием индуктивностей и паразитных емкостей в плате применения. Уровень выбросов напряжения не должен превышать 70-90% от минимального пробивного напряжения V(BR)DSS.
Зависимости нормализованного пробивного напряжения от температуры для транзистора STB10NK60Z и для транзистора STE70NM60

Рис. 7. Зависимости нормализованного пробивного напряжения от температуры:
а) для транзистора STB10NK60Z;
б) для транзистора STE70NM60

Выбор рабочей температуры перехода

Рабочая температура перехода не должна достигать максимальной рабочей температуры, определенной в спецификации, но для обеспечения запаса по надежности рабочая температура должна быть ниже максимальной. Снижение рабочей температуры на 20-30 °С может приводить к увеличению среднего времени наработки до отказа на порядок. С другой стороны, сопротивление транзистора в открытом состоянии RDS(ON) повышается с ростом температуры перехода, что ведет к потерям проводимости. По этим причинам рекомендуется рабочая температура перехода, составляющая 55-65% от максимально допустимой.

Выбор уровня тока

В большинстве применений MOSFET не подвергается воздействию максимального тока по той причине, что для снижения потерь мощности на проводимость выбирают транзистор с низким сопротивлением, у которого максимальный ток выше, чем необходимо. Тем не менее требуется проверить область надежной работы (Safe Operating Area, SOA) выбранного MOSFET на предмет соответствия уровней необходимых тока и напряжения области устойчивой работы транзистора (рис. 8а).

Транзистор STB10NK60Z зависимость тока стока от напряжения затвора при напряжении на стоке 25 В

Рис. 8. Транзистор STB10NK60Z:
а) SOA;
б) зависимость тока стока от напряжения затвора при напряжении на стоке 25 В

Далее следует проанализировать передаточную характеристику транзистора (рис. 8б), чтобы убедиться в том, что напряжение на затворе транзистора достаточно для его полного открытия, т. е. транзистор должен быть способен пропустить максимальный импульсный ток в схеме применения во всех режимах работы конечного устройства. Особенно в режимах различной защиты или короткого замыкания на выходе устройства, когда питающее напряжение схемы управления, а соответственно и напряжение на затворе транзистора, может уменьшаться. Если транзистор не удовлетворяет этому требованию, необходимо выбрать другой транзистор с более высоким уровнем тока.

Выбор уровня сопротивления в открытом состоянии RDS(ON) и динамических параметров

Выбор правильного уровня RDS(ON) — одна из самых главных задач в разработке схемы применения. Граница по RDS(ON) определяется максимально допустимой мощностью рассеяния для конкретного применения и максимальной температурой перехода MOSFET. Потери мощности MOSFET разделяются на потери проводимости и потери на переключение.

Потери проводимости легко вычисляются, исходя из значений сопротивления RDS(ON) и величины тока стока. Некоторая проблема может возникнуть при расчете потерь на переключение. Эти потери определяются как характеристиками самого MOSFET, так и конструкцией платы. В частности, такими характеристиками, как динамические параметры транзистора, нелинейной выходной емкостью «исток-сток», суммарным сопротивлением затвора транзистора, паразитными емкостями и индуктивностями платы применения. В связи с этим выбор MOSFET по сопротивлению — это сложный процесс, который может потребовать несколько итераций. Входными данными этого процесса являются выходная мощность, форма импульса тока, конструкция платы применения. Также должна быть известна рабочая частота переключения транзистора, которая соответствует другим параметрам, таким как электромагнитные шумы или магнитные потери, но не связана с потерями мощности MOSFET; должна быть выбрана конструкция радиатора, для которого известно тепловое сопротивление RTH_CA.

Одним из наиболее корректных и практичных путей определения оптимального уровня сопротивления в сочетании с определенными динамическими параметрами MOSFET является оценка общей мощности потерь по измерению рабочей температуры перехода в тестовой плате применения. Конечно, такие измерения соответствуют только данному применению, и для каждого применения необходима соответствующая плата, так как паразитные параметры различны для разных применений. Сутью данного метода является предварительный выбор транзистора по расчетной максимально допустимой мощности рассеяния с учетом используемых условий применения (температур перехода и окружающей среды; конструкции радиатора) с последующей оценкой реальной общей мощности потерь.

Алгоритм определения оптимального уровня сопротивления RDS(ON) следующий:

  1. Вычисление максимальной мощности рассеяния для данной конструкции радиатора и рабочей температуры перехода по формуле:
    Формула

    где Tjmax — максимальная температура перехода, ТА — температура окружающей среды, RTH_JC — тепловое сопротивление «переход-корпус», RTH_CA — тепловое сопротивление «корпус-окружающая среда».

    Так как тип MOSFET еще не выбран, для расчета необходимо определить некоторое желаемое значение RTH_JC

  2. Вычисление необходимого RDS(ON), удовлетворяющего максимальной мощности рассеяния, проводится для конкретной формы импульса тока. Для первого приближения учитываются только потери проводимости, так как на данном этапе еще неизвестен тип транзистора, а потери на переключение зависят от его конкретного типа. Важно проводить вычисления сначала для рабочей температуры перехода, а потом провести ее пересчет для комнатной.

    Для дискретного режима проводимости (рис. 9а) потери составляют:

    Формула

    где D = ton × f, f — частота работы преобразователя.

    Для постоянного режима проводимости (рис. 9б) потери составляют:

    Формула
    Форма сигнала для дискретного режима проводимости и для постоянного режима проводимости

    Рис. 9. Форма сигнала:
    а) для дискретного режима проводимости;
    б) для постоянного режима проводимости

    Исходя из приведенных формул потерь можно определить необходимое значение RDS(ON) для рабочей температуры и затем для +25 °С.

    Например, при дискретном режиме проводимости для рабочей температуры RDS(ON) определяется следующим образом:

    Формула

    где Pcond = Ptot и для +25 °С:

    Формула

    где α — это температурный фактор для данного типа транзисторов.

  3. Выбор типа транзистора, удовлетворяющего рассчитанному сопротивлению, по данным RDS(ON) из спецификаций на транзисторы компании STMicroelectronics.
  4. Транзисторы со сходным уровнем сопротивления могут иметь различный уровень динамики: различные времена нарастания и спада сигнала. При первичном выборе важно обратить внимание, что частотные свойства транзистора должны соответствовать частоте работы источника напряжения и иметь при этом некоторый запас в 15-20%. Первичную оценку необходимой частоты транзистора можно сделать по следующему соотношению:
    Формула

    то есть максимальное значение каждого из четырех параметров переключения должно быть меньше, чем четверть периода работы преобразователя.

  5. Далее проводится оценка общей мощности потерь для выбранного транзистора путем имитации работы данного блока источника на тестовой плате с контролем рабочей температуры перехода. Если измеренная температура не выше той, что использована в расчете максимальной мощности рассеяния, то выбранный тип MOSFET удовлетворяет требованиям.

    При необходимости можно провести оптимизацию по размеру транзистора, проверив на соответствие требованиям MOSFET с более высоким сопротивлением, что соответствует меньшему размеру и меньшей стоимости.

  6. Если измеренная температура выше, то необходимо выбрать транзистор либо с более низким сопротивлением, либо в зависимости от соотношения стоимостей с лучшими динамическими параметрами, и проверить на соответствие требованиям. Либо для более эффективного охлаждения можно поменять радиатор теплоотвода на более мощный.

    Правильный тип MOSFET найден, когда следующий транзистор с более высоким RDS(ON) не удовлетворит требованиям по температуре перехода.

 

Выбор параметров низковольтных MOSFET

Низковольтные MOSFET составляют основу DC/DC-преобразователей, формирующих конечные выходные напряжения. Это накладывает свою специфику на выбор MOSFET для таких применений.

Типовая схема DC/DC-преобразователя показана на рис. 10 [7]. В этой схеме основным является транзистор верхнего ключа SW1 (high side MOSFET), а транзистор нижнего ключа SW2 (low side MOSFET) является синхронизирующим. Наличие транзистора нижнего ключа значительно снижает потери энергии в DC/DC-преобразователе. При этом основные режимы работы транзисторов различны, поэтому различны и параметры, определяющие выбор необходимого транзистора.

Типовая схема синхронного DC/DC-преобразователя

Рис. 10. Типовая схема синхронного DC/DC-преобразователя

Выбор параметров MOSFET верхнего ключа

Транзистор верхнего ключа работает главным образом в режиме переключения, поэтому для него наиболее важны динамические параметры: низкий заряд затвора, низкие внутренние емкости и, соответственно, малые времена переключения. Хорошие динамические параметры обеспечивают высокую скорость переключения, малые динамические потери и в итоге высокую эффективность преобразователя в целом. При этом уменьшение значения такого важного параметра, как сопротивление RDS(ON), не является определяющим для повышения эффективности. Поэтому сопротивление MOSFET верхнего ключа может быть достаточно высоким для оптимизации цены и размера.

Потери энергии на переключение определяются выражением:

Формула

где VIN — входное напряжение, IOUT — выходной ток, QG — заряд затвора, fSW—частота преобразователя и IGATE ток затвора.

В выражении (7) только заряд затвора QG является параметром непосредственно MOSFET. Оценку влияния заряда затвора QG и сопротивления RDS(ON) транзистора верхнего ключа на эффективность DC/DC-преобразователя можно сделать исходя из анализа таблицы 3 и рис. 11, где в качестве примера приведены значения параметров QG и RDS(ON) MOSFET верхних ключей и соответствующие им кривые эффективности. Из представленных данных видно, что лучшую эффективность имеет транзистор SW12 с минимальным значением QG, несмотря на то, что у этого транзистора значение RDS(ON) не наименьшее.

Зависимость эффективности DC/DC-преобразователя для частоты = 300 кГц

Рис. 11. Зависимость эффективности DC/DC-преобразователя с параметрами MOSFET верхнего ключа согласно таблице 3 от величины выходного тока для частоты fSW=300 кГц (Vout = 1,25 В]

При повышении частоты работы преобразователя его эффективность снижается из-за повышения в целом потерь на переключение, но важность обеспечения высокой скорости переключения повышается, как это видно на рис. 12.

Зависимость эффективности DC/DC-преобразователя для частоты = 440 кГц

Рис. 12. Зависимость эффективности DC/DC-преобразователя с параметрами MOSFET верхнего ключа согласно таблице 3 от величины выходного тока для частоты fSW = 440 кГц (Vout = 1,25 В]

Таблица 3. Значения QG и RDS(ON) MOSFET верхних ключей SW1 DC/DC-преобразователя
Транзистор V(BR)DSS, В RDS(ON), mOm QG,SW, нКл
SW 11 30 9,2 6,85
SW 12 7,3 4,65
SW 13 7,6 9,25
SW 14 7,0 7

Также необходимо отметить важность оптимального выбора сопротивления согласующего резистора RG EXT между драйвером и MOSFET верхнего ключа. Значение этого сопротивления является компромиссным для обеспечения высокой скорости переключения и эффективности (низкое RG EXT) и обеспечения устойчивого переключения и минимизации уровня выброса (phase node spike) выходного напряжения (высокое RG EXT), который определяется энергией, запасенной в паразитных индуктивностях во время выключения верхнего транзистора и наблюдается при его включении (рис. 13, 14). Выбор входного сопротивления проводится при анализе работы преобразователя на тестовой плате путем сравнения скорости переключения, эффективности, уровня выброса напряжения.

Процесс возникновения выброса выходного напряжения  при выключении верхнего транзистора паразитные индуктивности заряжаются и при его включении разряжаются

Рис. 13. Процесс возникновения выброса выходного напряжения:
а) при выключении верхнего транзистора паразитные индуктивности заряжаются;
б) при его включении разряжаются

Выброс выходного напряжения на стоке MOSFET нижнего ключа при включении MOSFET верхнего ключа

Рис. 14. Выброс выходного напряжения на стоке MOSFET нижнего ключа при включении MOSFET верхнего ключа

Выбор параметров MOSFET нижнего ключа

Так как MOSFET нижнего ключа большую часть времени является открытым, то потери проводимости, определяемые величиной сопротивления RDS(ON), вносят основной вклад в рассеяние мощности. Для снижения величины сопротивления в зависимости от необходимого уровня выходного тока можно использовать один или несколько транзисторов нижнего ключа.

Для нижнего ключа потери проводимости определяются как

Формула

Параметр D для современных конвертеров очень низкий (0,1-0,2%), и потери проводимости определяются главным образом сопротивлением. Поэтому минимизация RDS(ON) является критической для оптимальной работы MOSFET нижнего ключа. Как и в случае MOSFET верхнего ключа, в качестве примера в таблице 4 приведены значения параметров двух MOSFET нижнего ключа и соответствующие им кривые эффективности на рис. 15 при использовании для обоих случаев одного и того же транзистора верхнего ключа SW11. Отметим, что транзистор SW21 соответствует критерию для транзистора верхнего ключа: низкое значение заряда затвора. Как видно на рис. 15, для малых выходных токов, когда значительный вклад дают потери на переключение и управление затвора, эффективность транзистора SW21 несколько выше благодаря низкому QG. Однако для средних и больших токов выше эффективность уже транзистора SW22 — благодаря низкому значению RDS(ON).

Зависимость эффективности преобразователя с параметрами MOSFET нижнего ключа согласно таблице 4 от величины выходного тока 1,25 В

Рис. 15. Зависимость эффективности преобразователя с параметрами MOSFET нижнего ключа согласно таблице 4 от величины выходного тока (Vout = 1,25 В]

Таблица 4. Значения QG и RDS(ON)MOSFET нижних ключей SW2 DC/DC-преобразователя
Транзистор V(BR)DSS, В RDS(ON), mOm QG,SW, нКл
SW11 25 13 8,5
SW21 30 6 15
SW22 25 5,2 18

Еще одним критическим параметром, определяющим поведение MOSFET нижнего ключа, является переходная емкость Миллера CGD. Выше уже упоминался выброс напряжения при включении MOSFET верхнего ключа. Для уменьшения величины выброса необходимо также снижать скорость переключения MOSFET нижнего ключа. Это можно достичь путем увеличения емкости Миллера. На рис. 16 а, б приведены характеристики сигналов на обоих транзисторах для двух разных значений CGD и показано, что увеличение емкости CGD с 190 до 315 пФ уменьшает уровень выброса напряжения с 30,7 до 18,8 В.

Осциллограмма переключения транзисторов верхнего и нижнего ключей

Рис. 16. Осциллограмма переключения транзисторов верхнего и нижнего ключей:
а) для CGD 190 пФ уровень выброса напряжения Vphase 30,7 В;
б) для CGD 315 пФ уровень выброса напряжения Vphase 18,8 В

С другой стороны, слишком высокое значение CGD приводит к значительному росту заряда затвора и, соответственно, росту потерь на переключение и управление. Это необходимо учитывать для высокочастотных применений или когда используется несколько MOSFET нижнего ключа.

Примером выбора низковольтных транзисторов верхнего и нижнего ключей для DC/DC-преобразователей являются ST транзисторы широко распространенной 30-В серии в корпусе DPAK — STD60N3LH5 и STD95N3LLH6 соответственно (табл. 5).

Таблица 5. Сравнительные параметры транзисторов STMicroelectronics
Типономинал V(BR)DSS, B RDS(ON) MAX, (VGS = 10 В), В ID MAX, A PD MAX, Вт QG TYP, нКл
STD40NF03L 30 0,011 40 55 35
STD40NF3LL 0,011 40 80 40
STD60N3LH5 0,008 48 60 8,8
STD65N3LLH5 0,0069 65 50 8
STD75N3LLH6 0,008 75 60 17
STD85N3LH5 0,065 80 70 14
STD86N3LH5 0,005 80 70 14
STD95N3LLH6 0,042 80 70 20

Видно, что транзистор STD60N3LH5 имеет практически минимальное QG, а транзистор STD95N3LLH6 — минимальное RDS(ON).

Также из спецификаций на данные транзисторы следует, что STD95N3LLH6 имеет значительную емкость Миллера 280 пФ против 32 пФ у STD60N3LH5. Следовательно, в качестве транзистора верхнего ключа целесообразно использовать MOSFET STD60N3LH5, а в качестве транзистора нижнего ключа — STD95N3LLH6.

 

Заключение

Описанные в данной статье критерии и особенности выбора как высоковольтных, так и низковольтных MOSFET компании STMicroelectronics с учетом особенностей их применения позволяют с практической точки зрения подойти к первоначальному подбору и окончательному определению необходимых оптимальных типов транзисторов. Обращено внимание на некоторые особенности выбора и применения транзисторов исходя из их режимов работы в импульсных ИП.

Литература
  1. Захаров Ю. Новые MOSFET: нет лавинному пробою // Новости электроники. 2010. № 12.
  2. http://te.vrn.ru/projects.htm /ссылка утрачена/
  3. Managing the best in class MDmesh V and MDmesh II super junction technologies: driving and layout key notes. 
  4. Рудаковский Д., Котов В., Битно Л. Распределенная система электропитания на основе AC/DC- и DC/DC-преобразователей компании «Микроника» // Компоненты и технологии. 2012. № 6.
  5. Цевелюк Е., Котов В. Обзор LED-драйверов для светодиодных ламп широкого применения // Полупроводниковая светотехника. 2012. № 5.
  6. R. Gulino. Guidelines for using ST’s MOSFET SMD package. 
  7. F. Fusillo, F. Scrimizzi. Power MOSFETs:best choice guide for VRM applications. 

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *