Силовая электроника №6'2016

Высокоэффективный, компактный резонансный ZVS мостовой конвертер на основе 1200 В SiC-MOSFET

Смирнова Валерия


В статье рассматриваются преимущества использования SiC MOSFET компании Cree в целях повышения производительности резонансных DC/DC-преобразователей.

Последнее поколение (C2M) карбидокремние-вых (SiC) приборов использовано в конвертере с коммутацией при нулевом напряжении (ZVS). Разработанный компанией Cree SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) применен при проектировании высокочастотного мостового ZVS LLC резонансного DC/DC-преобразователя. Благодаря очевидным преимуществам SiC MOSFET, имеющим меньшую емкость перехода и низкое сопротивление открытого канала по сравнению с кремниевыми (Si) приборами, резонансный преобразователь может работать на более высокой частоте с большей эффективностью, что позволяет увеличить плотность мощности при использовании меньшего количества компонентов и снижении общей стоимости изделия.

Прототип конвертера мощностью 8 кВт разработан для демонстрации возможностей SiC MOSFET по повышению производительности DC/DC-преобразователя, работающего в режиме мягкой коммутации при максимальном измеренном значении КПД 98,3%. Данные типы конвертеров могут широко применяться в трехфазных промышленных системах электропитания. К ним относятся источники питания (ИП) телекоммуникационного оборудования и серверов, высоковольтные системы постоянного тока (HVDC), индукционные нагреватели, а также зарядные устройства электрических транспортных средств (EV).

Мощные изолированные DC/DC-преобразователи

В настоящее время в трехфазных устройствах промышленной электроники средней и высокой мощности, таких как AC/DC ИП телекоммуникационных систем, в HVDC-системах, зарядных устройствах EV и т. д., используются, в основном, две топологии схем на основе кремниевых ключей с «мягкой» коммутацией. Они применяются в изолированных DC/DC-каскадах, расположенных после трехфазного корректора коэффициента мощности (PFC), имеющего выходное напряжение постоянного тока в диапазоне 600-800 В.

Первая топология — трехуровневый (TL) DC/DC-преобразователь, показанный на рис. 1. Такая схема, применяемая для построения DC/DC-преобразователей с 1992 г. [1], позволяет уменьшить уровень перенапряжения на силовых ключах. Главное преимущество TL DC/DC-конвертера состоит в том, что в нем можно использовать последовательно соединенные низковольтные транзисторы (например, 600 В MOSFET) для коммутации высокого входного напряжения постоянного тока. В таком преобразователе применяется метод управления со сдвигом фаз или резонансный метод для реализации режима «мягкого» переключения.

Трехуровневый (TL) DC/DC-конвертер

Рис. 1. Трехуровневый (TL) DC/DC-конвертер на базе 600-В Si MOSFET-транзисторов

Однако топология TL имеет некоторые ограничения: во-первых, она требует более сложного алгоритма управления, кроме того, здесь нужны отдельные драйверы, по крайней мере, для восьми используемых ключей. Во-вторых, в каждом плече TL-инвертора вместо одного установлены два соединенных последовательно транзистора, что ведет к увеличению потерь проводимости. В-третьих, для обеспечения равномерного распределения напряжений между ними необходимы фиксирующие диоды и источники напряжения, компенсирующие разброс собственных характеристик приборов. Напряжение ограничения источника равно амплитудному значению напряжения базового конвертера, которое составляет половину от начального уровня сигнала на ключах. И наконец, при использовании двух последовательно соединенных транзисторов «мертвое время» между верхним и нижним плечом схемы должно быть достаточно большим, чтобы учесть изменения таких параметров приборов, как время нарастания и спада, а также время задержки включения/выключения. Это ограничивает частоту коммутации на уровне не выше 200 кГц.

Еще одной распространенной схемой на базе кремниевых ключей является двухуровневый DC/DC-преобразователь с чередующейся коммутацией (интерливингом), или последовательный конвертер с параллельным соединением выходов, показанный на рис. 2. Входное напряжение после цепи ККМ имеет нейтральную точку, разделяющую входное напряжение на положительную (+400 В DC) и отрицательную составляющую (-400 В DC). Два отдельных двухуровневых мостовых DC/DC-конвертера с интерливингом использованы для преобразования высоковольтного входного напряжения в выходное.

Двухуровневый мостовой DC/DC-конвертер с интерливингом на базе 600-В Si MOSFET

Рис. 2. Двухуровневый мостовой DC/DC-конвертер с интерливингом на базе 600-В Si MOSFET

Благодаря малому уровню напряжения (400 В DC) на ключах, в устройстве можно использовать низковольтные транзисторы, например 600-В Si MOSFET. Однако, так же как и трехуровневый DC/DC-преобразователь, двухуровневый конвертер с интерливингом имеет сложное управление и требует применения большого количества независимых драйверов.

Кроме того, при наличии на входе двух мостовых, последовательно включенных преобразователей соблюдение баланса между положительным и отрицательным напряжением становится проблемой. Для выравнивания первичного напряжения и тока между этими двумя конвертерами необходимо применять особые методы управления, в противном случае может возникнуть перегрузка одного из мостовых каскадов. Для решения этой проблемы существуют различные «обходные пути», однако это увеличивает стоимость и усложняет конструкцию устройства [2].

В заключение отметим основные недостатки рассмотренных топологий схем:

  • сложный алгоритм управления, сложная реализация схемы управления;
  • необходимость обеспечения баланса между входным (первичным) и отрицательным напряжениями;
  • требуется большее количество компонентов;
  • менее высокая надежность.

Высокочастотный мостовой ZVS LLC резонансный конвертер на базе 1200 В SiC-MOSFET

Транзистор C2M SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) от Cree использован при разработке высокочастотного двухуровневого однофазного ZVS LLC резонансного преобразователя, показанного на рис. 3. Благодаря высокой блокирующей способности, большой скорости коммутации и малым потерям применение карбидокрем-ниевых приборов позволяет упростить топологию схемы и использовать один мостовой каскад для создания изолированного DC/DC-преобразователя с высоким входным напряжением.

Предлагаемая схема двухуровневого мостового LLC ZVS DC/DC-конвертера

Рис. 3. Предлагаемая схема двухуровневого мостового LLC ZVS DC/DC-конвертера на базе 1200 В SiC MOSFET

В таблице 1 приведено сравнение параметров MOSFET различного типа в корпусе ТО-247, включая SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) и высокопроизводительный Si MOSFET с рабочим напряжением 650 В. Сопротивление открытого канала (Rdson = 160 мОм) карбидокремниевого ключа при температуре +110 °C больше, чем у 650-В кремниевого транзистора. В трехуровневой схеме на базе Si MOSFET необходимо рассматривать два пути коммутации тока в сравнении с простой двухуровневой мостовой топологией с применением SiC MOSFET. В результате общее значение Rdon карбидокремниевого транзистора может оказаться меньше, соответственно, меньше будут и потери проводимости по сравнению с кремниевыми приборами.

Таблица 1. Сравнение параметров MOSFET в корпусе TO-247

Параметр SiC MOSFET
C2M0160120D
Si MOSFET
SPW47N60CFD
Si MOSFET
IPW65R110CFD
Напряжение пробоя @ Tjmax, В 1200 650 650
Rdson @ Tc = +110 °C, Ом 0,22 0,14 0,19
Ciss @ f = 1МГц, VDS = 100 В, пФ 527 7700 3240
Coss @ f = 1МГц, VDS = 100 В, пФ 100 300 160
Crss @ f = 1МГц, VDS = 100 В, пФ 5 10 8
Td(on), задержка включения, нс 7 (VDD = 800 В) 30 (VDD = 400 В) 16 (VDD = 400 В)
Td(off), задержка включения, нс 13 (VDD = 800 В) 100 (VDD = 400 В) 68 (VDD = 400 В)
Qg, типовое значение, нКл 32,6 248 118
trr, интегральный диод, нс 35 210 150
Qrr, интегральный диод, мкКл 0,12 2 0,8

Применение 1200 В SiC-MOSFET обеспечивает следующие преимущества в мостовой схеме с «мягкой» коммутацией:

  • Низкое значение паразитных емкостей Ciss, Coss, Crss гарантирует карбидокремниевым приборам высокую скорость коммутации и снижение потерь выключения, поэтому они имеют лучшие динамические характеристики и больше подходят для использования в высокочастотных преобразователях частоты.
  • Меньшее время восстановления trr и заряд обратного восстановления Qrr встроенного диода способствуют снижению коммутационных потерь и электрических помех благодаря малому времени обратного восстановления.
  • Малое время задержки включения и выключения позволяет уменьшить величину «мертвого времени», это, в свою очередь, снижает потери проводимости и потери в обмотках, что повышает эффективность работы преобразователя.
  • Низкая величина заряда затвора Qg позволяет снизить мощность рассеяния драйвера на высоких частотах переключения.

Благодаря малым паразитным емкостям SiC-ключей можно уменьшить величину «мертвого времени», что позволяет снизить энергию намагничивания при ZVS-коммутации. Это позволяет использовать маленькую резонансную цепь с низкой индуктивностью намагничивания Lm для разряда паразитной емкости SiC MOSFET. В схеме с SiC-транзисторами резонансная частота может быть вдвое больше, чем с обычными кремниевыми ключами. На рис. 4 показаны передаточные характеристики для различных резонансных цепей при увеличении частоты резонанса fr со 130 кГц до 260 кГц. Параметры контура меняются от Lm = 150 мГн, Lr = 35 мкГн и Cr = 40 нФ до Lm = 100 мкГн, Lr = 15 мкГн и Cr = 25 нФ. Для формирования меньшего резонансного контура можно использовать пассивные компоненты с меньшими номиналами и стоимостью.

Частотная характеристика

Рис. 4. Частотная характеристика: а) Si MOSFET - fr = 130 кГц; б) SiC MOSFET - fr = 260 кГц

Мостовой ZVS LLC резонансный 8 кВт конвертер на базе 1200 В SiC-MOSFET

Для сравнения характеристик двух топологий схем был разработан двухуровневый ZVS LLC резонансный конвертер мощностью 8 кВт с применением SiC-ключей.

В таблице 2 дано сравнение основных параметров схем на основе кремниевых и карбидо-кремниевых приборов. При использовании SiC MOSFET и высокой резонансной частоты (260 кГц) резонансный контур получается маленьким, соответственно, в нем использованы меньшие номиналы компонентов. Кроме того, это решение оказывается более простым по сравнению с конвертером на Si MOSFET с частотой резонанса 130 кГц. В результате стоимость системы с высокой резонансной частотой на основе 1200 В SiC-MOSFET может быть снижена.

Таблица 2. Сравнение основных параметров преобразователей на базе SiC MOSFET и Si MOSFET

Параметр Двухуровневый Н-мост,
SiC MOSFET, 260 кГц
Трехуровневый Н-мост,
Si MOSFET, 130 кГц
Двухуровневый Н-мост
с интерливингом, Si MOSFET, 130 кГц
MOSFET С2М0160120D 8 шт. SPW47N60CFD, 16 шт. SPW47N60CFD, 16 шт.
Трансформатор Lm PQ6560, 1 шт. PQ5050, 2 шт.
Резонансный дроссель, Lr PQ3535, 1 шт. PQ3535, 2 шт.
Резонансная емкость Cr, нФ 25 35
Драйвер MOSFET 4 шт. 8 шт.
Трансформатор драйвера 2 шт. 4 шт.
Фиксирующие диоды Нет 4 шт. Нет
Цепь балансировки НетЕсть

Рабочие режимы

Поскольку резонансный LLC контур имеет частотную модуляцию, конвертер может работать в трех состояниях в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки.

Состояние 1

На резонансной частоте (fs = fr) на каждом полупериоде происходит передача полной энергии, при этом половина периода резонанса завершается в момент переключения полуволны. В конце процесса коммутации ток резонансного индуктора ILr равен току намагничивания ILr, а ток выпрямителя приближается к нулю. Резонансный контур имеет единичный коэффициент усиления и наилучшие условия работы при оптимальной эффективности, поэтому коэффициент трансформации выбирается таким образом, чтобы преобразователь использовался при номинальных величинах входного Vin и выходного Vout напряжения. В нашем случае мощность составляет 8 кВт, номинальное значение Vin = 700 В DC, Vout = 270 В DC.

Состояние 2

На частотах выше резонансной (fs > fr) на каждом полупериоде передается только часть мощности, поскольку, в отличие от состояния 1, резонансный полупериод здесь не завершен и прерван началом второго полупериода цикла переключения. В результате у первичного MOSFET увеличиваются потери выключения, а выпрямительные диоды на выходе работают в режиме жесткой коммутации. При этом преобразователь функционирует при повышенном входном напряжении, поэтому необходимо использование понижающего режима работы. Для нашего случая конвертера мощностью 8 кВт это происходит при входном напряжении в диапазоне 700-750 В DC.

Состояние 3

На частотах ниже резонансной (fs < fr) на каждом полупериоде передается полная мощность. В момент времени, когда резонансный полупериод завершается и ток резонансного индуктора ILr достигает величины тока намагничивания, он переходит в оппозитный диод, и этот процесс продолжается до конца полупериода. При этом у силового ключа повышаются потери проводимости из-за циркуляции коммутируемой энергии, выходные диоды работают в ZCS-режиме. Конвертер находится в таком состоянии при снижении входного напряжения, поэтому требуется использование повышающего режима работы. В нашем случае это происходит при Vin в диапазоне 700-650 В DC.

В данном состоянии возможен дополнительный режим, когда резонансный ток ILr становится равным току намагничивания ILm, что вызывает его циркуляцию во входном каскаде. Это создает циркулирующие потери проводимости, однако данный режим не наблюдается в описанных выше состояниях 1 и 2. На рис. 5 показаны режимы работы SiC MOSFET в режиме 3. В состояниях 1 и 2 происходит почти то же самое, но без режима циркуляции между моментами t2-t3 и t5-t6. Здесь Lm представляет собой эквивалентную индуктивность намагничивания трансформатора Т1.

Временные диаграммы работы ZVS-конвертера

Рис. 5. Временные диаграммы работы ZVS-конвертера на базе SiC MOSFET

Ниже описаны режимы для положительной полуволны t0-t3, отрицательная полуволна t3-t6 симметрична:

  1. В период времени t0-t1 при условии, что Q2/Q3 отключаются в момент t0, первичный ток течет в обратном направлении. До того как Q1/Q4 включатся на короткое время, ток проходит через интегральные диоды Q1/Q4. Амплитуда тока резонансного индуктора ILr превышает ток намагничивания ILm. Верхняя катушка трансформатора T1 обеспечивает выходной ток в нагрузку через диод DR1. Интегральные диоды находятся в состоянии проводимости до отпирания Q1/Q4, и они могут достичь условия включения в режиме ZVS. Ток течет в обратном направлении через SiC MOSFET Q1/Q4 при его отпирании, что соответствует режиму работы в 3 квадранте. Благодаря небольшой паразитной емкости схема с SiC MOSFET может работать при меньшем значении «мертвого времени» и меньшем циркулирующем токе в первичной цепи, что позволяет повысить эффективность.
  2. В период t1-t2 (момент времени t1) ток резонансного индуктора ILr стремится к нулю и позволяет первичному току Ip проходить в обратном направлении. В результате он течет в прямом (нормальном) направлении через транзисторы Q1/Q4. Ток резонансного индуктора ILr поддерживается на уровне, превышающем ток намагничивания ILm. Верхняя катушка трансформатора Т1 обеспечивает выходной ток в нагрузку через диод DR1.
  3. В период времени t2-t3 резонансный ток ILr становится равным ILm, в результате чего диоды DR1 и DR2 блокируются. Индуктивности Lr и Lm начинают резонировать с емкостью Cr для разряда С2/С3 и заряда C1/C4 для формирования предстоящей отрицательной полуволны, затем процесс переходит к следующей симметричной отрицательной полуволне (t3-t6).

Экспериментальные результаты

На базе SiC MOSFET был разработан прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт. Диапазон входного напряжения 650-750 В DC, выходное напряжение 270 В DC, ток 30 А. Целевое значение КПД 98% при резонансной частоте 260 кГц. Внешний вид прототипа размером 8×12,5×3,5" показан на рис. 6, плотность мощности при таких габаритах превышает 35 Вт/дюйм3. Каждый силовой ключ содержит два параллельных SiC MOSFET C2M0160120D, выходные диоды DR1 и DR2 — SiC C3D16060D (два в параллель на прибор).

Прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт

Рис. 6. Прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт на базе 1200 В SiC MOSFET

На рис. 7 приведено распределение потерь конвертера при полной нагрузке 8 кВт, входном номинальном напряжении 700 В и выходном 270 В. На диаграмме рис. 7а показаны потери SiC MOSFET в предлагаемой схеме двухуровневого мостового ZVS резонансного преобразователя (рис. 3), на рис. 7б — потери Si MOSFET в трехуровневом конвертере (рис. 1). Во втором случае силовой ключ состоит из двух параллельных транзисторов SPW47N60CFD.

Распределение потерь

Рис. 7. Распределение потерь: а) SiC MOSFET при fr = 260 кГц; б) Si MOSFET при fr = 130 кГц

Несмотря на то, что резонансная частота в схеме с SiC (260 кГц) в 2 раза выше, чем у конвертера на основе кремниевого ключа, расчет показывает, что общие потери SiC MOSFET на 10 Вт меньше, чем у Si MOSFET. C учетом меньших магнитных компонентов суммарные потери преобразователя SiC MOSFET могут быть ниже на 20 Вт. Целевое значение КПД конвертера на базе SiC MOSFET при полной нагрузке 98%.

Эпюры переключения

На рис. 8 и 9 приведены эпюры переключения при полной (8 кВт) и минимальной нагрузке (400 Вт) и при разных значениях Vin: 650, 700 и 750 В. Показаны осциллограммы напряжения на резонансном контуре Vab (зеленый) и резонансный ток ILr (желтый). При номинальном входном напряжении 700 В первичный ток ILr имеет чистую синусоидальную форму с частотой коммутации fs = fr = 260 кГц, при этом достигается оптимальная производительность и эффективность. Минимальная частота переключения fs = 200 кГц наблюдается при Vin = 650 В и полной мощности нагрузки (8 кВт), максимальная частота fs = 410 кГц будет при Vin = 750 В и малой нагрузке (400 Вт). Частота коммутации регулируется в пределах 200–410 кГц для поддержания на выходе постоянной величины Vout = 270 В при изменении входного напряжения 650–750 В.

Режимы коммутации при полной нагрузке 8 кВт

Рис. 8. Режимы коммутации при полной нагрузке 8 кВт (слева: Vin = 700 В, в центре: Vin = 650 В, справа: Vin = 750 В); голубой — Vgs–Q3 (10 В/дел.), розовый — Vgs–Q4 (10 В/дел.), желтый — ILr (10 А/дел.), зеленый — Vab (500 В/дел.)


Режимы коммутации при нагрузке 400 Вт

Рис. 9. Режимы коммутации при нагрузке 400 Вт (слева: Vin = 700 В, в центре: Vin = 650 В, справа: Vin = 750 В); голубой — Vgs–Q3 (10 В/дел.), розовый — Vgs–Q4 (10 В/дел.), желтый — ILr (10 А/дел.), зеленый — Vab (500 В/дел.)

Эффективность и тепловые характеристики

На рис. 10 приведены измеренные значения КПД, а также показано распределение тепла в критических зонах конвертера. В соответствии с графиками, при входном напряжении 700 В максимальная эффективность наблюдается при 60%-й нагрузке. Величины КПД 98,3 и 98,1% на полной нагрузке согласуются с расчетными значениями потерь, приведенными на рис. 7. При Vin = 650 В из-за циркулирующих потерь проводимости в периоды времени t2-t3 и t5-t6 КПД ниже, чем при Vin = 700 В. При входном напряжении 750 В из-за повышения частоты переключения и работы DR1 и DR2 в режиме жесткого переключения эффективность преобразования оказывается меньше, чем в остальных рассматриваемых случаях.

КПД и тепловые режимы работы мостового резонансного ZVS

Рис. 10. КПД и тепловые режимы работы мостового резонансного ZVS LLC-конвертера мощностью 8 кВт

Измеренные значения КПД согласуются с предварительной оценкой величины потерь. Тепловые характеристики анализировались при Vin = 700 В и полной нагрузке (8 кВт) после часа постоянной работы. В нашем тесте для охлаждения трансформатора T1 и дросселя Lr использовался только один вентилятор мощностью 12 Вт. Радиатор SiC MOSFET работает почти без принудительной вентиляции, однако температура транзистора и теплостока не превышает +60 °C. Наибольший нагрев в прототипе наблюдается на трансформаторе T1 и дросселе Lr. Для изготовления сердечника трансформатора и индуктора использован популярный недорогой феррит РС95. Применение специальных ферритов с низкими потерями позволяет снизить нагрев моточных изделий и повысить общую производительность.

* * *

В статье приведен пример использования 1200 В SiC-MOSFET в резонансном преобразователе с мягкой коммутацией. Испытания ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт доказали, что применение карбидо-кремниевых транзисторов помогает упростить конструкцию высоковольтного изолированного DC/DC-преобразователя с высокой производительностью.

Литература

  1. J. R. Pinheiro and I. Barbi. The three-level ZVS PWM converter — A concept in high-voltage DC-to-DC conversion. // Proc. IEEE IECON. 1992.
  2. Jong-Pil Lee etc. Input-Series-Output-Parallel Connected DC/DC Converter for a Photovoltaic PIECES with High-Efficiency under a Wide Load Range // Journal of Power Electronics. 2010. Vol. 10, № 1.
  3. C2M0160120D Datasheet. Cree Inc.
  4. Jimmy Liu etc. Increase Efficiency and Lower System Cost with 100 kHz, 10kW Silicon Carbide (SiC) Interleaved Boost Circuit Design // PCIM Europe. 2013.
*  *  *

Другие статьи по этой теме



 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:|1192189809|1192191149|0|1|1|1
Хорошо|417|blue
Нормально|263|grey
Плохо|182|red