Силовая электроника №6'2012

Об обратной блокирующей способности типовых структур IGBT

Силкин Евгений


Асимметричные IGBT наиболее распространенных в настоящее время конструкций обладают предельной блокирующей способностью в обратном направлении на уровне нескольких десятков вольт. Улучшение условий для вывода накопленных зарядов из транзисторной структуры при приложении отпирающего сигнала управления и обратном напряжении позволяет эффективно использовать асимметричные IGBT в схемах электрических преобразователей новых классов.

Биполярные транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ, или IGBT) управляются полем (фактически, разностью потенциалов между затвором и эмиттером) и имеют большие предельные рабочие токи (единицы килоампер) и напряжения (единицы киловольт), которые сегодня недостижимы для традиционных (конкурирующих с IGBT в верхней части диапазона применяемых частот) структур высоковольтных силовых MOSFET.

Современные IGBT работают на частотах до 150 кГц, и их характеристики позволяют создавать высокоэффективные преобразователи электрической энергии самого различного назначения и мощности. В подавляющем большинстве реализаций мощные IGBT — это «асимметричные» приборы, как (по определению) считается, не «имеющие блокирующих свойств» при отрицательных напряжениях.

Однако типовая структура (рис. 1) IGBT — «четырехслойная». Поэтому, в принципе, такой транзистор должен обладать блокирующей способностью в обратном направлении, что, кстати, в ранних печатных работах в области силовой (или промышленной) электроники, содержащих сведения по IGBT, отмечалось как важное положительное свойство [1]. Но наиболее массовое применение IGBT, как известно, получили в схемах инверторов напряжения, где собственно транзисторная структура определенным образом шунтируется встречным (встречно-параллельным) диодом (диодами), и в симметричной обратной блокирующей способности, по большому счету, необходимости нет. А стремление разработчиков снизить электрические потери проводимости приборов и привело к созданию «асимметричных» структур с «тонким» коллекторным слоем из «низкоомного» кремния.

 Структура IGBT-чипа (кристалл технологии NPT)

Рис. 1. Структура IGBT-чипа (кристалл технологии NPT)

В дальнейшем, по указанной выше причине, появились IGBT с так называемой обратной проводимостью (RC-IGBT) — слаботочные [2], а затем и мощные [3]. В RC-IGBT (или BIGT) встречный диод выполняется путем специальной технологической «шунтировки» коллекторного перехода самого транзистора (принцип единого чипа). Недостатки этих интегрированных структур давно и хорошо известны: проблема обеспечения «мягкости» характеристик обратного восстановления, ограничение частотных свойств и снижение стойкости прибора к вторичному пробою, что также относится и к силовым приборам других типов (ТДЧ, МДП) со встроенными (интегральными) диодами [4]. Хотя и имеется определенный прогресс (АВВ) в приборах, выполняемых по технологии BIGT (концепция «двухрежимного» транзистора с изолированным затвором), в целом развитие как слаботочных, так и мощных RC-IGBT обусловлено, скорее, чисто экономическими причинами, а не техническими или технологическими их преимуществами.

Симметричные IGBT c «полноценной» обратной блокирующей способностью (RB-IGBT) в настоящее время также выпускаются рядом фирм [56]. Они могут использоваться, например, в «многоуровневых» инверторах напряжения и в классических инверторах тока, где требуется, чтобы силовой управляемый вентиль выдерживал обратное напряжение. Но RB-IGBT, естественно, имеют более высокие падения напряжения в открытом состоянии (VCE(sat)), чем «обычные» асимметричные (т. е. типовые) приборы.

Что же касается асимметричных IGBT, то в настоящее время применяется целый ряд технологий изготовления приборов данного вида (PT, NPT, SPT, LPT, Trench, FS, HT). Интерес для разработчика устройств силовой электроники представляет реальная величина обратной блокирующей способности типовых структур асимметричных IGBT. Дело в том, что динамическая ВАХ встречного (встречно-параллельного) диода, как известно, может значительно отличаться от статической. При пропускании импульса тока через диод большой амплитуды и с крутым фронтом (а именно в таких условиях чаще всего и осуществляется работа прибора в реальных преобразовательных устройствах) имеет место перенапряжение положительной полярности на диоде (падение напряжения на динамическом сопротивлении) и, соответственно, отрицательной (обратной) полярности на транзисторе. Не могут ли в этом случае возникать условия, которые приведут к снижению надежности работы прибора? Следует отметить, что в настоящее время в качестве встречных или встречно-параллельных диодов могут использоваться структуры на основе «широкозонных» полупроводников (SiC, GaN, GaAs), имеющие более высокие уровни прямого падения напряжения. Транзистор (VT1) также может быть зашунтирован последовательной цепью (рис. 2) и из нескольких диодов (VD1, VD2). Далее, вентильные ячейки в некоторых перспективных преобразовательных устройствах выполняются, в том числе, в соответствии с рис. 3. К выключенному транзистору (VT1 или VT2) в последнем случае прикладывается обратное напряжение VRCE, равное сумме падений напряжений на смежном транзисторе (VT2 или VT1, соответственно) и встречном диоде (или нескольких последовательно соединенных диодах VD1, VD2) [78]. Заметим, что сведения о реальной блокирующей способности асимметричного транзистора в обратном направлении, как правило, потребителю недоступны.

 Схема вентильной ячейки со встречно-параллельными диодами

Рис. 2. Схема вентильной ячейки со встречно-параллельными диодами


 Схема вентильной ячейки со встречными диодами

Рис. 3. Схема вентильной ячейки со встречными диодами

Весьма вероятно, что исследование обратных ВАХ позволило бы предложить новые эффективные топологии схем преобразователей либо оптимизировать электрические режимы в известных устройствах.

Развивая тему, рассмотрим IGBT широко распространенной сегодня NPT-технологии на примере кристалла SIGC156T120R2C корпорации Infineon Technologies [9]. Этот чип в плане 3,98×2,38 мм характеристического размера (толщины) 200 мкм имеет следующие паспортные электрические параметры: VCE  = 1200 В (напряжение «коллектор–эмиттер»); ICn = 100 А (постоянный ток коллектора). Он используется, в частности, в силовых модулях типа BSM100GD1200N2, выпускаемых фирмой Eupec [10], и МТКИ-100-12-1, собираемых в РФ на ОАО «Электровыпрямитель» [11].

В таблице приведены данные стандартных заводских испытаний нескольких модулей МТКИ-100-12-1 на чипах SIGC156T120R2C при их сборке.

Таблица. Данные стандартных заводских испытаний

Условный номер модуля Падение напряжения в открытом состоянии VCE(sat), B Напряжение изоляции Visol, B Ток утечки прибора ICES, мА Напряжение лавинообразования VВR(CES), B Пороговое напряжение управления VGE(th), B Ток управляющего электрода IGES, мкА
IC = 100 А, Тj = +25 °C V = 2500 В, t = 1 мин., Тj = +25 °C I = 2 мА, j = +25 °С, VCE = 1200 В I = 8 мА, Тj = +125 °С, VCE = 1200 В Тj = +25 С Тj = +125 С IC = 4 мА, Тj = +25 С VGE = +20 В, Тj = +25 С
17 2,49 годен 0,3 0,5 1390 1400 5,5 100
45 2,44   0,3 0,5 1390 1400 5,7 100
72 2,28   0,2 0,5 1320 1398 5,5 100

Примечание: Использованы также следующие дополнительные обозначения: Тj — температура структуры; V — испытательное напряжение; I — паспортное значение тока утечки; t — время.

Измеряемые параметры всех приборов соответствуют установленной норме и характеризуются, как видно, довольно высокой степенью повторяемости. Обратные ВАХ транзисторов при типовых испытаниях не контролируются.

Отметим, что реальные величины токов утечки ICES для выбранных модулей существенно ниже паспортных значений I (2 мА, Тj = +25 °С и 8 мА, Тj = +125 °С). Прибор за номером 72, имеющий меньшие падение напряжения в открытом состоянии VCE(sat) и ток утечки ICES, имеет и несколько меньшее напряжение лавинообразования VВR(CES). Но в целом расхождения по стандартным измеряемым параметрам, как уже отмечено выше, являются крайне незначительными.

Однако по своей способности блокировать обратное напряжение VRСE испытуемые образцы приборов, причем относящиеся даже к «одной партии», как выяснилось, существенно отличаются друг от друга.

Измерения статических обратных ВАХ IGBT проводились в соответствии с испытательной схемой рис. 4.

 Электрическая схема для измерений характеристик транзисторов

Рис. 4. Электрическая схема для измерений характеристик транзисторов

Схема на рис. 4 — упрощенная (не показаны измерительные приборы). Выключатели S1–S3 в ней обеспечивают возможности по закорачиванию управляющего электрода (затвора) транзистора VT1 и подачу на него прямого VGE или обратного (–VGE) напряжения управления от источников Е2 и Е3.

На рис. 5 представлены обратные ВАХ пяти приборов, в том числе — с условными номерами 17, 45, 72. Число чипов в эксперименте далее было увеличено из-за выявленных различий в характеристиках. Анализировались также транзисторы с условными номерами 18 и 47. Измерения проводились при комнатной температуре (Тj = +25 °С) и закороченном на эмиттер затворе (S1 замкнут). Прибор № 72 имеет загиб обратной ВАХ при напряжении менее 16 В (VGE = 0) и самом низком значении тока утечки ICES, в то время как остальные приборы выдерживают более высокие обратные напряжения VRCE при более высоких токах утечки (ICES). Таким образом, транзисторы с низким падением напряжения в открытом состоянии VCE(sat) обладают (что следовало ожидать) более ограниченной блокирующей способностью в обратном направлении.

 Обратные ВАХ IGBT

Рис. 5. Обратные ВАХ IGBT при VGE = 0 В

Повышение температуры кристалла (Тj = +125 °С) приводит к уменьшению величины напряжения загиба обратной ВАХ (для транзистора № 72 напряжение загиба становится равным 14 В при VGE = 0). Отметим, что величина тока утечки IRCE в обратном направлении, при котором имеет место загиб ВАХ, с повышением температуры Тj до максимального значения увеличивается в несколько раз (в частности, от 1,8 до 6,5 мА для транзистора № 72). То есть причина «пробоя» в этих режимах измерений в данном случае вначале носит нетепловой характер (что нельзя заключить из вида характеристического участка самих ВАХ).

Последующие измерения (Тj = +25 °С) для наиболее «высоковольтных» приборов (№№ 17, 18, 47, рис. 6) показали, что для величин напряжения «загиба» обратной ВАХ и прямого тока утечки (ICES) повторяемости нет.

 Обратные ВАХ IGBT

Рис. 6. Обратные ВАХ IGBT при VGE = –8 В

Указанные параметры технологически никак не контролируются. При этом максимальное безопасное для чипа обратное напряжение VRСE (при закороченном управляющем электроде VGE = 0 и Тj = +25 °С) отдельных образцов может достигать 70–80 В. Это довольно значительная величина. Наиболее высокое напряжение загиба обратной ВАХ имеют транзисторы (свойство сохраняется) с максимальным падением напряжения в открытом состоянии VCE(sat).

Следует заметить, что асимметричные транзисторы с высокими напряжениями загиба можно использовать в классических схемах инверторов тока без встречных или встречно-параллельных диодов, если отношение U/E в рабочих режимах невелико (где U — действующее значение выходного напряжения инвертора, E — напряжение в звене постоянного тока или питания). Однако некоторые серийные кристаллы, как было установлено, обладают сравнительно низким напряжением загиба (10–15 В). Поэтому применение асимметричных IGBT в классических инверторах тока, очевидно, потребовало бы их «подбора» и тщательной отработки алгоритма и системы управления устройства. Необходимость «подбора» приборов снижает технологичность и делает проблематичными качественную эксплуатацию, обслуживание и ремонт преобразователей с классическими инверторами тока (без встречных или встречно-параллельных диодов) на асимметричных IGBT.

По данным изготовителя [7], для NPT-чипов типа SIGC156T120R2C падение напряжения в открытом состоянии VCE(sat) (IC = 100 А, VGE = +15 В) может составлять 2–3 В (диапазон 50%), что приведет, очевидно, к значительным расхождениям в напряжениях «загиба» обратной ВАХ.

Согласно техническим требованиям производителя кристаллов SIGC156T120R2C (Infineon Technologies) в запертом состоянии к затвору транзистора должно прикладываться отрицательное напряжение VGE (рекомендуемое VGE = –8 В). Статические обратные ВАХ, соответствующие отрицательному напряжению VGE на затворе для двух приборов (№№ 17, 72), представлены на рис. 6. Напряжение загиба характеристик уменьшается. Обратная ВАХ смещается (к оси токов) в сторону меньших напряжений VRCE. Для прибора за номером № 72 напряжение загиба обратной ВАХ становится меньше 10 В. Величины токов утечки IRCE остаются высокими (ток утечки при Тj = +125 °С сравним с током утечки транзистора для Тj = +125 °С при VGE = 0 В). При шунтировании транзистора одним-единственным диодом в инверторе напряжения, возможно, это не приведет к снижению надежности работы. Однако при шунтировании IGBT несколькими последовательно соединенными диодами (рис. 2) либо диодами на основе «широкозонных» полупроводников или одновременно смежным транзистором и встречным диодом (диодами), как представлено на рис. 3, для некоторых кристаллов гарантировать надежную работу, вероятнее всего, нельзя. И выполнить устройство на основе классического инвертора тока (без трудоемкого подбора транзисторов) также невозможно.

Качественно обратная ВАХ транзистора меняется при положительном напряжении на затворе (номинальное VGE = +15 В). Характеристики для Тj = +125 °С приборов за номерами №№ 17, 72 представлены на рис. 7. Ток утечки IRCE транзистора при положительном VGE снижается более чем на порядок. Таким образом, пробой происходит при «низких» значениях обратного тока утечки IRCE. А напряжение загиба для данного режима увеличивается в несколько раз.

 Обратные ВАХ IGBT

Рис. 7. Обратные ВАХ IGBT при VGE = +15 В

Интересно в этой связи, что, например, компания International Rectifier рекомендует выключать (поддерживать в запертом состоянии) свои IGBT иначе, чем Infineon Technologies, или, например, Mitsubishi (а именно — путем закорачивания затвора на эмиттер, то есть без приложения отрицательного напряжения VGE). Транзисторы International Rectifier относятся к типу наиболее высокочастотных приборов.

Возможно ли использовать отмеченные особенности ВАХ типовых конструкций IGBT?

На рис. 8, 9 приведены две схемы однофазных мостовых инверторов тока с резонансной коммутацией — со встречно-параллельными диодами [1214] и встречным (стабилизирующим) диодом [1518] соответственно, адаптированных к применению асимметричных приборов (асимметричных тиристоров, в том числе запираемых, реверсивно-включаемых динисторов и транзисторов). Это не означает, что в приведенных схемах нельзя использовать обычные симметричные приборы. На основе обоих вариантов схем, в частности, выпускаются серии тиристорных (на SCR) преобразователей для электротехнологии большой мощности [1318]. Возможны, естественно, и транзисторные реализации инверторов такого типа [1417]. Изображенные на рис. 8, 9 топологии инверторов тока с резонансной коммутацией были предложены в конце восьмидесятых годов прошлого века.

 Классическая схема инвертора тока с резонансной коммутацией

Рис. 8. Классическая схема инвертора тока с резонансной коммутацией

Для инверторов тока, используемых в преобразователях для электротехнологии, как правило, более предпочтительной является параллельная компенсация реактивности нагрузки. В качестве нагрузки может служить индукционный нагреватель, плавильная печь или, например, генератор озона, характеризующиеся сравнительно высокой добротностью (Q). Представленные выше устройства относятся именно к классу «параллельных инверторов» тока. Параллельный инвертор работает на контур, образованный нагрузкой и компенсирующим элементом (C1, L3), чаще всего первого вида, с емкостной расстройкой. При этом для сохранения емкостной расстройки в условиях изменяющейся нагрузки он управляется по так называемому способу «самовозбуждения». Угол опережения (β) является важнейшим параметром управления (соответствует временному интервалу между моментами включения очередного управляемого вентиля и последующего перехода мгновенного напряжения на нагрузочном контуре через нуль) и задает уровень выходного напряжения (U) и мощности устройства.

Для классической схемы параллельного инвертора тока, в частности, выходное напряжение U определяется известной зависимостью:

где ν — схемный числовой коэффициент, γ — угол коммутации (линейное приближение, соответствует временному интервалу между моментами включения очередного вентиля и снижения тока ранее работавшего вентиля до нуля).

Из выражения для U следует, что увеличение угла коммутации γ приводит к снижению выходного напряжения U классического инвертора тока (при управлении по методу «самовозбуждения» с постоянным углом опережения β). Угол коммутации γ увеличивается с ростом входного тока (мощности) инвертора и величины индуктивности (L2) в цепи коммутации. Представленная зависимость показывает простой способ регулирования (стабилизации) выходных параметров преобразовательного устройства на основе инвертора тока.

В преобразователях на однооперационных вентилях (например, на SCR) угол опережения β не может быть меньше некоторой минимальной величины βmin:

где: f — выходная частота инвертора; tg — время выключения однооперационного вентиля; γmax — максимальный угол коммутации. В противном случае не будет обеспечиваться «коммутационная устойчивость» инвертора.

Если же инвертор выполняется на полностью управляемых приборах, в частности, на транзисторах, ограничения на угол опережения β несколько иные. Угол опережения β должен выбираться из условия β > γ. С целью поддержания высоких энергетических характеристик устройства, при прочих равных требованиях, необходимо устанавливать режим работы инвертора тока с малым углом опережения β. При выполнении условия β = γ к транзисторам не прикладывается обратное напряжение (угол s, соответствующий временному «интервалу переключения», также минимален и равен γ).

Преимуществами инверторов тока с резонансной коммутацией по сравнению с инверторами напряжения является малая установленная мощность элементов, отсутствие фильтровых емкостей и низкие коммутационные потери в вентилях. Низкие коммутационные потери в вентилях и возможности эффективного использования асимметричных управляемых вентилей различных типов, в том числе серийных IGBT, также выгодно отличают инверторы тока с резонансной коммутацией от классического инвертора тока.

Инвертор тока со встречно-параллельными диодами (VD1–VD4) и резонансной коммутацией (рис. 8) работает следующим образом. Транзисторы пар VT1, VT4 и VT2, VT3 включатся поочередно. Соответственно, сигналы управления uК1, uК4 и uК2, uК3 (рис. 10) подаются на транзисторы пар VT1, VT4 и VT2, VT3 с перекрытием. Перекрытие сигналов управления uК1uК4 является необходимым условием при выполнении инверторов тока на двухоперационных вентилях [19]. На рис. 10 интервалы перекрытия сигналов управления uК1uК4 (t4t2, t8t6, t12t10) соответствуют временному интервалу опережения β/(2πf). Это наиболее эффективный и сравнительно просто реализуемый вариант способа управления инверторами тока с резонансной коммутацией [2023] на двухоперационных вентилях. Действительно, выключение транзистора происходит при нулевом напряжении u на нагрузочном контуре (C1, L3), когда ток протекает через соответствующий встречно-параллельный диод (iVD1iVD4). На рис. 10 мгновенный ток диодов VD1–VD4 имеет, соответственно, обозначения iVD1, iVD2, iVD3, iVD4. В рассматриваемом случае невозможен рост прямого тока (iVТ1iVТ4) транзистора через смежный диод за счет разряда емкости (С1) в контуре нагрузки. На рис. 10 мгновенный ток транзисторов VT1–VT4 обозначен как iVT1, iVT2, iVT3, iVT4. В момент времени t0 (рис. 10) токи (iVD2, iVD3) встречно-параллельных диодов VD2, VD3 и транзисторов (iVТ1, iVТ4) VT1, VT4 максимальны. При t = t0 напряжение u на нагрузочном контуре (C1, L3) равно нулю. Сигналы управления (uК2, uК3) на транзисторах VT2, VT3 в момент времени t0 отсутствуют. При этом транзисторы VT2, VT3 ток не проводят. А ток iVD2, iVD3 диодов VD2, VD3 во временном интервале t1t0 поддерживается за счет энергии, накопленной в электромагнитном поле коммутирующего дросселя L2. В момент времени t1 диоды VD2, VD3 выключаются, а к транзисторам VT2, VT3 скачком прикладывается прямое напряжение uVТ2, uVТ3. Величина скачка прямого напряжения (uVТ1uVТ4) на транзисторах VT1–VT4 зависит от длительности временного интервала (t5t3, t9t6, t13t11) проводимости диодов VD1–VD4. При выполнении условия β = γ = s скачок прямого напряжения на вентилях отсутствует. Последнее невозможно обеспечить в инверторах на однооперационных вентилях, так как интервал проводимости диодов соответствует времени, предоставляемому однооперационным вентилям для восстановления управляющих свойств.

 Диаграммы токов и напряжений на элементах инвертора

Рис. 10. Диаграммы токов и напряжений на элементах инвертора

В момент времени t1 (диоды VD2, VD3 выключены) ток транзисторов VT1, VT4 становится равным входному току инвертора. Ток протекает по контуру: «+»–L1–VT1–L2–(C1, L3)– VT4–«–»–«+». Параметры элементов устройства выбираются такими, что ток транзисторов VT1, VT4 после окончания интервала переключения s практически постоянен (за счет качественного сглаживания дросселем фильтра L1). Величина индуктивности (L1) дросселя фильтра L1, как правило, соответствует неравенству:

где mdash; эквивалентное активное сопротивление в нагрузочном контуре (параллельная схема замещения). Величина R через добротность Q контура выражается следующей формулой:

Добротность Q нагрузочного контура в электротехнолгических системах обычно довольно велика (3–20). Поэтому напряжение u на нагрузке имеет квазисинусоидальную форму (рис. 10).

Ток i через нагрузочный контур имеет вид, близкий к трапеции (при минимальных интервалах проводимости встречно-параллельных диодов VD1–VD4) и, соответственно, к форме тока в классическом инверторе. Если встречно-параллельные диоды VD1–VD4 проводят ток в течение определенных интервалов времени, отличие от трапецеидальной формы наблюдается на начальных участках каждого полупериода кривой тока i. Форма тока i через нагрузочный контур на полупериоде, очевидно, соответствует форме кривых тока (iVТ1iVТ4) через вентили VT1–VT4.

На временных интервалах переключения s/(2πf) электромагнитные процессы в инверторе имеют колебательный характер.

В момент времени t2 подаются сигналы управления uК2, uК3 на транзисторы VT2, VT3. Начинается интервал коммутации t3t2 = γ/(2πf). В интервале коммутации t3t2 ток транзисторов VT1, VT4 снижается от величины входного тока инвертора до нуля, а ток транзисторов VT2, VT3, наоборот, возрастает от нуля до величины входного тока устройства. На затворах транзисторов VT1, VT4 в интервале коммутации t3t2 продолжают действовать управляющие сигналы uК1, uК4.

В момент времени t3 из структур транзисторов VT1, VT4 выведены все накопленные неравновесные носители заряда (их ток становится равным нулю).

Если конденсатор С1 еще остается заряженным, то в момент времени t3 включаются и начинают проводить ток (iVD1, iVD4) диоды VD1, VD4. При этом на затворах транзисторов VT1, VT4 еще действуют сигналы управления uК1, uК4, что обеспечивает минимальный обратный ток при наибольшей блокирующей способности транзистора в обратном направлении. Ток разряда емкости С1 протекает в контурах: С1, L3)–L2–VD1–VT3–(С1, L3) и (С1, L3)–L2–VT2–VD4–(С1, L3).

В момент времени t4 ток транзисторов VT2, VT3 и диодов VD1, VD4 достигает максимума. Мгновенное напряжение u на нагрузочном контуре (С1, L3) становится равным нулю. В этот момент сигналы управления uК1, uК4 с транзисторов VT1, VT4 необходимо снять (подается отрицательное напряжение VGE на затвор либо затвор транзистора закорачивается на эмиттер). В противном случае ток (iVТ1iVТ4) транзисторов VT1, VT4 начнет возрастать.

Диоды VD1, VD4 выключаются в момент времени t5. Далее электромагнитные процессы в инверторе тока повторяются.

Мгновенное напряжение u на нагрузочном контуре равно нулю (рис. 10) в моменты времени t0, t4, t8, t12. Интервалы γ/(2πf) коммутации на рис 10 равны t3t2, t7t6, t11t10. Интервалы переключения s/(2πf) соответствуют временным интервалам, задаваемым равенствами:

Таким образом, используется оптимальный способ управления инвертором тока с резонансной коммутацией, при котором включение очередных управляемых вентилей (формирование отпирающих сигналов управления uК1uК4) производится с опережением на угол β относительно моментов перехода через нуль мгновенного напряжения u на нагрузочном контуре, а выключение (снятие отпирающих сигналов управления uК1uК4) осуществляется в указанные моменты перехода [2023]. Управляемые вентили (VT1–VT4) в рассмотренном инверторе со встречно-параллельными диодами (VD1–VD4) работают с «перекрытием» токов (γ).

В схеме устройства на рис. 8 к транзисторам VT1–VT4 прикладывается обратное напряжение VRCE, равное падению напряжения на встречно-параллельных диодах VD1–D4 в интервалах их проводимости (t1t0, t5t3, t9t7 и t13t11, рис. 10). Уровень обратного напряжения VRCE на транзисторах VT1–VT4 в инверторе тока со встречно-параллельными диодами не превышает уровней обратного напряжения в классических инверторах напряжения. В целом, условия работы вентилей в инверторе тока с резонансной коммутацией лучше, чем в инверторе напряжения.

Недостатком инвертора тока со встречно-параллельными диодами и резонансной коммутацией (рис. 8) является возможная асимметрия токов диодов (VD1–VD4) различных плеч моста. Эта асимметрия вызывается отличиями в величинах падения напряжения на локальных участках ошиновки, которые нельзя выполнить идентичными, а также разбросом в характеристиках отдельных диодов VD1–VD4.

Схема по рис. 9 такого недостатка не имеет. Отличие в работе инвертора тока со стабилизирующим диодом (VD1) и резонансной коммутацией от инвертора тока со встречно-параллельными диодами (VD1–VD4, рис. 8) заключается в том, что стабилизирующий диод (VD1) проводит ток (iVD1) дважды за период. Амплитуда тока VD1 в два раза, а действующее значение в 81/2 выше, чем амплитуда и действующее значение тока диодов (VD1–VD4) в схеме инвертора со встречно-параллельными диодами. Соответственно, среднее значение тока VD1 в четыре раза больше среднего значения тока диодов (VD1–VD4) в схеме инвертора со встречно-параллельными диодами. Вид временных диаграмм токов и напряжений в схеме инвертора тока со стабилизирующим диодом и резонансной коммутацией аналогичен временным диаграммам, приведенным на рис. 10 для инвертора со встречно-параллельными диодами.

 Схема инвертора тока с резонансной коммутацией

Рис. 9. Схема инвертора тока с резонансной коммутацией (со встречным диодом)

В интервалах проводимости VD1 (t1t0, t5t3, t9t7 и t13t11) к выключающимся транзисторам (VT1–VT4) прикладывается обратное напряжение (VRCE), равное сумме падений напряжения на смежном транзисторе и стабилизирующем диоде (VD1). Это напряжение VRCE, естественно, выше, чем в схеме инвертора тока со встречно-параллельными диодами и резонансной коммутацией. Однако более высокое обратное напряжение VRCE обеспечивает лучшие условия для вывода накопленных зарядов из транзисторной структуры перед приложением прямого напряжения (+VCE).

Рассмотренный выше способ управления устройством, когда включение очередных транзисторов (VT1, VT4 или VT2, VT3) происходит с опережением (на угол β) относительно момента перехода мгновенного напряжения u на нагрузке через нуль, а выключение осуществляется в момент равенства мгновенного напряжения u нулевому значению, гарантирует эффективную и надежную работу на электротехнологическую нагрузку с изменяющимися в широких пределах параметрами и в случае использования инвертора тока со стабилизирующим диодом и резонансной коммутацией.

Литература

  1. Розанов Ю. К. Основы силовой электроники. М.: Энергоатомиздат. 1992.
  2. Satoh К., Iwagami T., Yonsberg M. и др. Новые 3-А интеллектуальные силовые модули корпорации Mitsubishi с IGBT с обратной проводимостью // Силовая электроника. 2007. № 1.
  3. Rahimo M., Tsyplakov E. Технологии высоковольтных полупроводниковых приборов // Тезисы докладов II Всероссийской НТК, посвященной силовой электронике. Москва. 2009.
  4. Силкин Е. М. Применение силовых МДП-транзисторов в высокочастотных автономных инверторах напряжения с квазирезонансной коммутацией // Силовая электроника. 2009. № 1.
  5. Application technologies of reverse-blocking IGBT // Fuji Electric Journal. Vol. 75. 2002. № 8.
  6. Application characteristics of an experimental RB-IGBT module. Powerex Incorporated USA. Mitsubishi Electric Power SDW. Japan. IEEE. 2004.
  7. Пат. № 86059 (РФ) МКИ Н02 М7/5387. Силовая полупроводниковая управляемая асимметричная вентильная ячейка / Е. М. Силкин // Бюл. 2009. № 23.
  8. Пат. № 89787 (РФ) МКИ Н02 М7/5387. Силовая полупроводниковая управляемая асимметричная вентильная ячейка / Е. М. Силкин и др. // Бюл. 2009. № 34.
  9. IGBT chip in NPT-technology SIGC156T120R2C. Preliminary edited by Infineon technologies AI PS DD HV3, L 7181-M, Edition 1, 24.01.2002//http://www.infineon.com.
  10. A Wide Range In Short Words. Short Form Catalog. Eupec GmbH. Power Semiconductors. 2005.
  11. Полупроводниковые приборы силовой электроники: Краткий каталог ОАО «Электровыпрямитель». Ульяновск: Издательство ОАО ИПК «Ульяновский дом печати». 2007.
  12. А. с. № 1742961 (СССР) МКИ Н02 М5/45. Преобразователь частоты / Е. М. Силкин // Бюл. 1992. № 23.
  13. Белкин А. К., Костюкова Т. П., Рогинская Л. Э. и др. Тиристорные преобразователи частоты. М.: Энергоатомиздат. 2000.
  14. Пат. № 66130 (РФ) МКИ Н02 М5/45. Преобразователь частоты / Е. М. Силкин // Бюл. 2007. № 24.
  15. А. с. № 1683150 (СССР) МКИ Н02 М5/45. Преобразователь частоты/ Е. М. Силкин // Бюл. 1991. № 37.
  16. Силкин Е. М. Применение нулевых схем инверторов тока с квазирезонансной коммутацией // Силовая электроника. 2005. № 3.
  17. Пат. № 74017 (РФ) МКИ Н02 М5/45. Преобразователь частоты с явно выраженным звеном постоянного тока / Е. М. Силкин // Бюл. 2008. № 16.
  18. Преобразователь частоты полупроводниковый. Серия ППЧ (большой мощности). Техническое описание и инструкция по эксплуатации КУ3.202.032.ТО. Уфа: НПП «Курай». 2008.
  19. Силкин Е. М. Релейно-импульсное управление в инверторах тока и напряжения с квазирезонансной коммутацией // Тезисы докладов МНТК, посвященной методам и средствам управления технологическими процессами. Саранск. 1999.
  20. Пат. № 2199813 (РФ) МКИ Н02 М7/515. Способ управления инвертором тока / Е. М. Силкин // Бюл. 2003. № 6.
  21. Пат. № 2220495 (РФ) МКИ Н02 М7/5387. Инвертор тока / Е. М. Силкин // Бюл. 2003. № 36.
  22. Пат. № 2242836 (РФ) МКИ Н02 М7/523. Способ парарезонансного управления инвертором тока / Е. М. Силкин // Бюл. 2004. № 35.
  23. Пат. № 2284640 (РФ), МКИ Н02 М7/538. Способ управления инвертором тока / Е. М. Силкин // Бюл. 2006. № 27.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2012_06_47.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо

Леса строительные цена
Строительные леса. База данных по Российским строительным компаниям
rik-plast.com.ua