Силовая электроника №5'2012

Полезные советы по проектированию преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью мощностью 75 Вт

Мюллер Флориан (Florian Mueller)


Однако преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью имеет некоторые преимущества, например, низкую пульсирующую компоненту постоянного тока на входе, низкие электромагнитные помехи и, разумеется, возможность уменьшать и увеличивать входное напряжение. В статье дается несколько полезных советов, цель которых — упростить конструирование и уменьшить время разработки.

Введение

Зачастую инженеры опасаются проектировать преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью. В особенности более сложна компенсация такой топологии по сравнению с другими. Схема LCL (катушка индуктивности – конденсатор – катушка индуктивности, подключенные последовательно) добавляет к его функции преобразования дополнительный двойной полюс и второй правый полуплоскостной нуль. Однако преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью имеет некоторые преимущества, например, низкую пульсирующую компоненту постоянного тока на входе, низкие электромагнитные помехи и, разумеется, возможность уменьшать и увеличивать входное напряжение. В статье дается несколько полезных советов, цель которых — упростить конструирование и уменьшить время разработки.

Преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью и обратноходовой преобразователь

Конденсатор преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью фиксирует напряжение МОП-транзистора и, следовательно, ограничивает низкочастотные помехи и выбросы напряжения на коммутационном узле. Это уменьшает электромагнитные помехи и улучшает общий КПД. Также преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью обеспечивает лучшую перекрестную стабилизацию при наличии многоканальных выходов.

Недостатками преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью по сравнению с обратноходовым преобразователем являются отсутствие изоляции между первичной и вторичной сторонами (за пределами преобразователя используется дополнительный трансформатор) и более сложная компенсация.

Расчет каскада

Большую помощь инженеру, проектирующему каскад, может принести компьютерная программа фирмы TI Power Stage Designer Tool. Ее можно бесплатно скачать в Интернете: http://www.ti.com/tool/powerstage-designer. Эта программа облегчает выбор нужных деталей.

Емкость конденсатора преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью не имеет большого значения, но необходимо позаботиться о том, чтобы конденсатор мог выдержать переменный и среднеквадратичный ток. Эти величины легко можно вычислить с помощью упомянутой компьютерной программы. Увеличение емкости уменьшит нежелательный блуждающий ток, но это необходимо только в том случае, если используется хорошо связанная катушка индуктивности с низкой утечкой индуктивности.

Минимальная необходимая выходная емкость зависит от максимального шага нагружения выхода. Во время шага нагружения, в первый момент, дополнительный ток берется из выходной емкости. В этот момент контроллер начинает менять цикл нагрузки, чтобы дать больше энергии на выход. В это время (tперехода), которое равно обратной величине ширины диапазона преобразователя, весь ток поступает с контроллера. В результате получается следующая формула:

Как мы видим, величина выходной емкости зависит от ширины диапазона системы. Если ширина диапазона преобразователя двойная, требуется лишь половина выходной емкости. Поэтому необходимо сконструировать эффективную компенсационную сеть, чтобы получить большую ширину диапазона с достаточной фазой и в то же время — запас по усилению.

К сожалению, частота коммутации, усилитель сигнала рассогласования и правый полуплоскостной нуль ограничивают максимально достижимую ширину диапазона SEPIC. В системах без оптрона ограничивающим фактором зачастую является правый полуплоскостной нуль. Топологии, которые работают в режиме CCM и поставляют энергию в нерабочее время, тоже имеют правый полуплоскостной нуль.

Компенсация

Компенсация преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью более сложна, чем у обратноходового преобразователя. Имеется резонансная схема, состоящая из катушки индуктивности L2, конденсатора Cs и катушки индуктивности L2. Эта схема добавляет к функции преобразования каскада дополнительный двойной полюс и второй правый полуплоскостной нуль (рис. 1). Во многих случаях это не является проблемой, поскольку эффект зависит от добротности LCL-схемы. Если добротность низкая, преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью может быть скомпенсирован как обратноходовой преобразователь.

Каскад преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью

Рис. 1. Каскад преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью

Если преобразователь работает в режиме напряжения, у функции преобразования появляется два двойных полюса. Первый двойной полюс возникает из-за выходного фильтра каскада, главным образом выходного конденсатора (а также емкости конденсатора преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью) и двух катушек индуктивности. Второй двойной полюс возникает из-за упомянутой выше резонансной схемы.

Если преобразователь работает в режиме тока или режиме прерывистой проводимости, первый двойной полюс превращается в одинарный. Второй двойной полюс не изменяется.

В режиме напряжения и тока у каскада появляется два правых полуплоскостных нуля в режиме непрерывной проводимости. Первый правый полуплоскостной нуль зависит только от входной катушки индуктивности L1, рабочего цикла и нагрузочного резистора. Второй правый полуплоскостной нуль зависит от выходной катушки индуктивности L2 и характеристик паразитического сопротивления в схеме. В системе будет большой сдвиг по фазе. Ширина диапазона не может быть больше частоты правого полуплоскостного нуля.

Упрощенный анализ

Произведя упрощенный анализ схемы, можно вывести следующие формулы. Анализ не учитывает все паразитические элементы схемы. Более сложный анализ со включением паразитических элементов можно провести с помощью методов расчета схемы Ворперьяна. Для дальнейшего упрощения формул рабочий цикл установлен в размере 50%.

Первый двойной полюс (режим напряжения):

Первый полюс (режим тока):

Первый правый полуплоскостной нуль (зависит от входной катушки индуктивности и нагрузочного сопротивления):

где D = Duty Cycle.

Второй двойной полюс (возникает из резонансной схемы):

Второй правый полуплоскостной нуль (зависит от выходной катушки индуктивности и конденсатора преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью):

Эскизный проект преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью мощностью 75 Вт

Функция преобразования каскада

На рис. 3 показан контур каскада, рассчитанный с учетом компонентов схемы на рис. 2. Между 5 и 10 кГц коэффициент усиления увеличивается благодаря второму двойному полюсу, который уменьшает достижимый диапазон. Чтобы получить стабильную систему, коэффициент усиления необходимо уменьшить более чем на 40 дБ. Благодаря этому частота разделения (ширина диапазона) будет низкой, что приведет к замедлению системы.

Схема преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью мощностью 75 Вт

Рис. 2. Схема преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью мощностью 75 Вт


Рассчитанная диаграмма Боде каскада

Рис. 3. Рассчитанная диаграмма Боде каскада

Есть и другое решение. Резонансную схему можно демпфировать, добавив конденсатор и резистор параллельно конденсатору преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью (C28 и R102 на схеме). Емкость C28 должна быть значительно выше емкости конденсатора преобразователя с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью (C15+C100+C101). Сопротивление резистора R102 должно быть равно 10 Ом. Обеспечив дополнительную демпфирующую сеть, мы значительно облегчим компенсацию, поскольку влияние второго двойного полюса уменьшится. Поскольку используемый контроллер TPS40210 регулирует ток, компенсационной сети типа 2 достаточно.

Чтобы получить стабильную систему с хорошим запасом по фазе и коэффициенту усиления, настроим нуль и полюс компенсационной сети следующим образом:

  • установим частоту нуля в размере частоты fRC_pole;
  • установим частоту полюса в размере половины частоты переключения.

Для получения стабильной системы определенный R2/R5 коэффициент усиления при первом включении следует установить на низкий уровень. После первого измерения контура измерителем частотной характеристики коэффициент усиления может быть увеличен. Запас по фазе должен быть равен примерно 50–60 градусам, а запас по коэффициенту усиления — примерно 10–20 дБ.

На рис. 4 показан измеренный открытый контур системы без демпфирования. Коэффициент усиления увеличивается примерно до 6 кГц, что вызывает затруднения со стабилизацией системы. Коммутационный узел проявляет джиттер.

Диаграмма Боде системы без демпфирования

Рис. 4. Диаграмма Боде системы без демпфирования

Добавив демпфирующую схему (электролитический конденсатор емкостью 100 мФ и резистор сопротивлением 100 Ом, включенные последовательно), мы изменяем диаграмму Боде, что видно на рис 5. Теперь запас по фазе и коэффициенту усиления находятся в диапазоне, гарантирующем стабильную работу.

Диаграмма Боде системы с демпфированием

Рис. 5. Диаграмма Боде системы с демпфированием

Заключение

Во многих случаях преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью может быть компенсирован как обратноходовой преобразователь. Добротность LCL-схем зависит от паразитических элементов и рабочего цикла. Поэтому не всегда необходимо демпфировать схему (особенно в тех случаях, когда входное напряжение высоко). Следует учесть, что если входное напряжение уменьшится, коэффициент усиления частоты двойного полюса увеличится, и система без демпфирования может стать нестабильной. Рекомендуется проверить компенсацию с помощью измерителя частотной характеристики, поскольку подобное моделирование не всегда возможно из-за паразитических емкостей и индуктивностей.

Литература

  1. Vorperian V. Fast Analytical Techniques for Electrical and Electronic Circuits. Cambridge University Press, 2002.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2012_05_52.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо