Силовая электроника №5'2012

Малоизвестные факты из жизни IGBT и FWD
Часть 1. Особенности FWD

Винтрич Арендт (Arendt Wintrich)

Николаи Ульрих (Ulrich Nicolai)

Райманн Тобиас (Tobias Reimann)

Турски Вернер (Werner Tursky)


Перевод:
Колпаков Андрей


Случилось так, что бурное развитие силовой электроники на Западе, вызванное появлением новых технологий силовых ключей, совпало с социальным и экономическим кризисом в нашей стране. Многие специалисты, вынужденные искать средства к существованию, меняли сферу деятельности и быстро теряли квалификацию, в результате чего Россия испытывает теперь острый дефицит кадров. Если с программистами, которых достаточно хорошо можно подготовить в Вузе, у нас все более-менее нормально, то специалисты по силовой электронике стали буквально на вес золота. Проектирование мощных конвертеров, особенно на основе современных скоростных электронных ключей IGBT и MOSFET, является очень тонким делом, для освоения которого нужны не только хорошие знания, но и многолетний опыт работы, владение современными методами проектирования и даже немалая интуиция. За последние годы ситуация заметно изменилась к лучшему: появилось много хороших книг и статей, и, что самое радостное, подрастает новое поколение инженеров. В России есть компании, способные производить силовые преобразовательные устройства, ни в чем не уступающие лучшим западным образцам. К сожалению, прежде всего это относится к нефтегазовой отрасли, где по понятным причинам концентрируются лучшие специалисты. Авторы предлагаемой статьи постарались отразить некоторые важные, но малоизвестные особенности работы современных силовых ключей.

FWD — антипараллельные диоды

Статические характеристики

Прямое напряжение

Справочная величина VF определяет максимально возможное прямое падение напряжения на диоде при определенной величине тока IF. Как правило, значение VF в документации дается при комнатной и предельной рабочей температурах. Чтобы ток протекал в прямом направлении, он должен преодолеть диффузионное напряжение p-n-перехода и сопротивление пограничной n--области. Соответственно, VF состоит из двух компонентов:

Диффузионное напряжение зависит от количества легирующих присадок и, как правило, находится в диапазоне 0,6–0,8 В. Величина омической составляющей задается шириной базы wB (пропорциональной блокирующей способности) и плотностью носителей заряда. У быстрых диодов с обратным напряжением 600 В и выше омическая часть является доминирующей. Время жизни носителей заряда диодов, предназначенных для совместной работы с IGBT, должно быть максимально коротким, чтобы обеспечить экспоненциальную зависимость прямого напряжения от wB:

DA — коэффициент амбиполярной диффузии:

где k — постоянная Больцмана (1/K), k = 1,38066×10–23; q — заряд электрона, q = 1,60218×10–19; Т — абсолютная температура (К).

Параметры μn и μp определяют подвижность электронов и дырок, которая обеспечивает перемещение свободных зарядов в n-области. Из-за наличия экспоненциальной зависимости величина wB должна быть как можно меньше.

Диффузионная составляющая напряжения имеет отрицательный температурный коэффициент, омическая — положительный. В зависимости от того, какая из них является доминирующей, «холодная» и «горячая» характеристики проводимости будут пересекаться при определенном уровне тока. Как правило, точка пересечения соответствует току, в три-четыре раза превышающему номинальное значение.

Прямая и обратная ВАХ диода

Рис. 1. Прямая и обратная ВАХ диода
Блокирующая способность

Справочная величина VR определяет максимально возможное обратное напряжение, при котором ток утечки не может превысить предельную величину IR (рис. 2). Как правило, в документации VR дается при Т = +25 °С, при снижении температуры падает и блокирующая способность (в среднем на 1,5 В/К для диодов 12 класса), что необходимо принимать во внимание при проектировании аппаратуры, предназначенной для работы в холодном климате. С повышением температуры растет не только величина допустимого обратного напряжения, но и ток утечки. При нагреве на каждые 10° величина IR в среднем удваивается, поэтому она нормируется для предельной рабочей температуры (+125 или +150°С).

Зависимость тока утечки от обратного напряжения

Рис. 2. Зависимость тока утечки IR (CAL-диод 17 класса) от обратного напряжения VR

От ширины базы wB зависит не только прямое падение напряжения, но и блокирующая способность диода. На рис. 3 показаны два возможных случая. Если величина wB выбрана таким образом, чтобы зона пространственного заряда не проникала в n+-область (треугольная форма поля), то такая структура называется NPT (Non-Punch-Through), данный термин часто применяется в отношении IGBT. Если размер wB позволяет области заряда распространяться в n+-область, форма поля получается трапециидальной, и диод носит название РТ. На самом деле эта технология не является Punch-Through в полном смысле, поскольку при ее использовании пространственный заряд может проникать в любые другие легированные области; тем не менее этот термин используется достаточно широко.

Структура слоев диода

Рис. 3. Структура слоев диода для 0≤w≤wB: а) при треугольной форме поля (NPT-диод); б) при трапециидальной форме поля (PT-диод)

Для идеального NPT-диода ширина базы выбирается так, чтобы при максимальном обратном напряжении граница распространения треугольного поля находилась в точке wB. При оптимальном легировании минимальная величина wB определяется следующим образом:

где С = 1,8×10–35 см6В–7.

Также рассчитывается и минимальная степень легирования для РТ-диодов. В предельном случае поле будет треугольным, Е1 = Е0 (рис. 3), следовательно:

По сравнению с NPT-диодом здесь справедливо следующее соотношение:

Хотя на практике этот предельный случай недостижим, существующие технологии позволяют подойти к нему достаточно близко:

Для реально используемых значений срока жизни носителей разница прямого напряжения PT- и NPT-диодов составляет примерно 0,8 В, поэтому предпочтение во всех возможных случаях отдается технологии РТ.

Динамические характеристики

Процесс включения

Когда диод переходит в проводящее состояние, он должен преодолеть сопротивление слаболегированной области базы; соответственно, пиковое напряжение включения Von_peak увеличивается пропорционально величине wB. Этот процесс усложняется в случае, если ширина базы делается большой для обеспечения высокой блокирующей способности (обратное напряжение выше 1200 В). В данном случае оптимальные характеристики включения также обеспечиваются при использовании РТ-технологии, как было указано выше.

Диоды, используемые совместно с IGBT в качестве антипараллельных (оппозитных), всегда содержат так называемый «центр рекомбинации», позволяющий снизить время жизни носителей заряда. Этот элемент структуры, получаемый, например, при легировании золотом, увеличивает сопротивление базы, чего стараются избегать у диодов с высоким блокирующим напряжением. Внедрение центра рекомбинации путем платиновой диффузии, облучения пучком электронов или легких ионов приводит к небольшому увеличению напряжения включения, поэтому данные технологии используются чаще всего.

Когда диод переходит в проводящее состояние, уровень сигнала на нем сначала увеличивается до значения VFRM, после чего падает до величины статического прямого напряжения VF (рис. 4). При большой скорости нарастания тока (di/dt) VFRM может достигать 200–300 В (т. е. более чем в 100 раз выше статического значения) для не самого высококачественного диода 17 класса. Таким образом, при переходе из блокированного в проводящее состояние формируется намного больший пик прямого сигнала, чем при включении диода из нейтрального положения. Низкий уровень VFRM является одним из важнейших требований для снабберных диодов, поскольку цепи формирования траектории переключения начинают эффективно работать только после их включения.

Процесс включения диода

Рис. 4. Процесс включения диода

Значение повторяющегося прямого напряжения важно и для антипараллельных диодов, работающих с IGBT выше 12 класса. Всплеск сигнала, образующийся при выключении транзистора из-за наличия паразитных индуктивностей, накладывается на VFRM диода, и результирующее суммарное напряжение может стать критическим. Однако на самом деле ситуация несколько сложнее, поскольку величина и время действия коммутационного и пикового прямого сигнала должны оцениваться раздельно применительно к конкретной схеме. Поведение при переходе в проводящее состояние не столь важно для расчета мощности рассеяния, так как потери включения диодов пренебрежимо малы по сравнению с потерями выключения и проводимости.

Процесс выключения

Для перехода диода из проводящего в закрытое состояние необходимо удалить заряд, накопленный в области перехода. Рассасывание этого заряда приводит к появлению реверсивного тока, форма и длительность которого определяет характеристики обратного восстановления диода.

Время спада тока di/dt (рис. 5) зависит от скорости выключения активного IGBT и индуктивности цепи коммутации. В точке t0 ток меняет направление, а в момент времени tw начинается резкий рост напряжения на диоде, при этом p-n-переход уже полностью освобожден от носителей заряда. Ток обратного восстановления достигает своего пика в точке tirm, после чего он спадает до уровня утечки. Форма токовой кривой полностью зависит от свойств диода, ее крутой спад говорит о резком характере восстановления, а медленный, соответственно, присущ диодам с плавной, или «мягкой», характеристикой. От скорости восстановления dir/dt зависит величина коммутационного перенапряжения, вот почему для антипараллельных/оппозитных диодов так важна плавность. Как показано на рисунке, время обратного восстановления trr определяется как период между t0 и моментом, когда ток спадает до 20% от пикового значения IRRM.

Эпюры тока и напряжения при обратном восстановлении диод

Рис. 5. Эпюры тока и напряжения при обратном восстановлении диода с «мягкой» характеристикой (схема рис. 15) и определение параметров восстановления
Плавное выключение и коммутационные перенапряжения

Соотношение времен tf и ts (рис. 5) может быть использовано в качестве критерия «плавности»:

Для минимизации уровня коммутационных всплесков «коэффициент плавности» S должен быть больше 1, однако такое определение не является однозначным. В соответствии с ним характеристика на рис. 6а может считаться «резкой», в то время как кривая на рис. 6б может рассматриваться как «плавная». Однако, несмотря на то, что S>1, мы видим здесь достаточно резкий участок обратного тока, поэтому предпочтительнее было бы определять максимальное значение dif/dt на участке спада тока tf. Для диодов с мягким характером восстановления показатель dif/dt должен быть близким к величине di/dt на участке ts.

Токовая характеристика диодов с разными вариантами «резкого» восстановления

Рис. 6. Токовая характеристика диодов с разными вариантами «резкого» восстановления

Оценка характера восстановления только в области номинальных рабочих режимов не является достаточной, поскольку этот процесс зависит от различных параметров схемы:

  • Ток: измерения должны быть проведены при низком (<10% от Inom) и высоком (200% от Inom) уровне. Это необходимо, поскольку критичным может оказаться режим восстановления с малых токов.
  • Температура: процесс восстановления при высоком нагреве часто является наиболее стрессовым. Однако для некоторых быстрых диодов характер обратного восстановления ухудшается как раз при температуре ниже комнатной.
  • Приложенное напряжение: его увеличение ухудшает характеристики обратного восстановления.
  • Скорость нарастания тока: зависимость отличается у диодов, производимых различными компаниями. Характер восстановления может становиться как более плавным при увеличении di/dt, так и более резким.

Лучшим способом оценки плавности характеристики восстановления является измерение уровня коммутационного перенапряжения при различных режимах работы (IF, Tj, VCC, di/dt). В типовых применениях суммарная распределенная индуктивность выводов силовых модулей и звена постоянного тока LS составляет несколько десятков наногенри. В момент обратного восстановления диода напряжение, приложенное к IGBT, изменяется в соответствии с выражением:

где VCE(t) — мгновенное значение сигнала «коллектор-эмиттер». У 100-А диодов с плавной характеристикой восстановления и низкой скоростью включения (до 1500 А/мкс) уровень коммутационных всплесков очень низкий, и величина V(t) при всех условиях не превышает VCC.

На рис. 7 приводится сравнение уровня перенапряжения на CAL-диоде и диоде с платиновой диффузией и мягкой характеристикой восстановления, получаемой за счет снижения эффективности p-эмиттера. При номинальном уровне тока (75 А) «плавность» обоих типов выпрямителей находится на близком уровне. Однако при меньшем токе характер восстановления диффузного диода становится более резким, и при нагрузке, составляющей 10% от номинального значения, уровень коммутационных выбросов может превышать 100 В. В противоположность этому свойства CAL-диода практически не меняются при разных режимах эксплуатации. На диаграммах, основанных на физике полупроводников (рис. 8 и 9), показано распределение концентрации носителей заряда по сечению полупроводникового элемента при выключении диода с «резким» и «плавным» характером восстановления.

Зависимость пикового коммутационного напряжения от прямого тока, используемая для оценки динамических свойств диода

Рис. 7. Зависимость пикового коммутационного напряжения от прямого тока, используемая для оценки динамических свойств диода


Диффузионный профиль и характеристика спада плотности носителей заряда у диода с резким восстановлением

Рис. 8. Диффузионный профиль и характеристика спада плотности носителей заряда у диода с резким восстановлением

Во включенном состоянии n--область насыщена электронами (n) и дырками (p) с плотностью более 1016 см–3, при этом их концентрация предполагается примерно равной. При коммутации между точками t2 и t4 зоны n формируется пиковая область носителей заряда (np). Концентрация носителей снижается по направлению к катоду в результате движения электронов и к аноду вследствие перемещения дырок, что воспринимается во внешних цепях как обратный ток. У «резкого» диода (рис. 8) пиковая зона носителей заряда после окончания t4 получается достаточно узкой. В промежутке между t4 и t5 кривая внезапно выходит из состояния с пиком носителей, так же резко выключается и обратный ток.

У диода с плавной характеристикой восстановления в течение всего описанного процесса сохраняется пик носителей заряда, формирующий обратный ток (рис. 9). В точке t5 к диоду приложено полное напряжение, как будет показано на рис. 14, это приводит к образованию т. н. «хвостового тока».

Диффузионный профиль и характеристика спада плотности носителей заряда у диода с плавным восстановлением

Рис. 9. Диффузионный профиль и характеристика спада плотности носителей заряда у диода с плавным восстановлением

Таким образом, плавность характеристики восстановления диода зависит от того, насколько успешно организовано снижение концентрации носителей заряда, что реализуется следующим образом:

  • Увеличивается ширина базы wB в n области, в результате чего эта зона проникает в диод, что не может происходить при подаче номинального напряжения. Это, однако, ведет к заметному увеличению прямого напряжения или соотношения VF/Qrr.
  • Чтобы в некоторой степени ограничить расширение wB, можно использовать n-область, состоящую из двух частей с увеличенным уровнем легирования зоны, расположенной рядом с n-n+-переходом. На рис. 8 и 9 показано, как данный эффект достигается при низком градиенте поля в n-n+-области. Однако использования только этой меры недостаточно для обеспечения плавного характера восстановления.
  • Распределение носителей заряда инвертируется за счет применения низкоэффективного р-эмиттера.
  • Осевой профиль носителей заряда в соответствии с CAL-концепцией обеспечивает низкий срок жизни носителей заряда в области p-n-перехода и больший срок жизни носителей в зоне n--n+-перехода.

Чтобы получить плавный характер восстановления при всех условиях эксплуатации, приходится одновременно использовать большинство из описанных выше мер. Выбор при этом зависит от того, насколько допустимо увеличение прямого напряжения VF или заряда обратного восстановления Qrr.

Минимальное время включения

Чтобы обеспечить плавную характеристику восстановления, необходимо иметь достаточно времени для достижения состояния квазистатического распределения заряда, поэтому случай, когда длительность импульса проводимости очень мала (ton<2–3 мкс), должен рассматриваться отдельно.

На рис. 10 показан процесс коммутации при малом времени включения ton диода на индуктивную нагрузку. Необходимо принять во внимание, что реальное значение ton может снижаться примерно на 1 мкс, поскольку у многих драйверов (например, производимых SEMIKRON) имеется импульсный фильтр, подавляющий импульсы короче 700 нс, и время задержки включения вычитается из длительности импульса проводимости.

Выключение

Рис. 10. Выключение: а) с высоким уровнем помех (розовый график) при VCC = 1200 В (VAK — желтый), IF = 400 А (зеленый), tp = 0,8 мкс (200 нс/дел); б) с «нормальным» уровнем помех при tp = 2 мкс (500 нс/дел)

При очень коротком времени включения могут наблюдаться осцилляции тока с высокой амплитудой (зеленая кривая на рис. 10). Анализ соответствующего уровня помех (розовая кривая) является относительным, он выполнен с помощью измерительной петли, расположенной над модулем. Наличие высокочастотного «звона» может вносить искажения в аналоговые и цифровые сигналы и приводить к сбою системы, поэтому ряд производителей (в том числе SEMIKRON) рекомендуют ограничивать минимальную длительность сигналов включения и выключения на уровне 3 мкс для IGBT 12 класса и 5 мкс для IGBT 17 класса. Из-за низкой подвижности носителей заряда этот эффект наиболее ярко выражен при высоких температурах: при Tj = –40 °С амплитуда сигнала помехи примерно вдвое ниже, чем при Tj = +125 °С. Максимального значения уровень шумов достигает при токе, составляющем примерно половину от номинального значения (200 А, как показано на рис. 11). При меньших токах и длительности контрольных импульсов <2 мкс времена задержки и коммутации становятся настолько высокими, что диод оказывается неспособным включиться полностью.

Уровень помех относительно максимального значения

Рис. 11. Уровень помех относительно максимального значения (при 200 А и +125 °С) при выключении IGBT в зависимости от длительности импульса включения tp: а) Tj = +125 °С; б) Tj = –40 °С
Потери переключения

Поведение силового модуля при его коммутации нагляднее всего можно проанализировать на примере понижающего DC/DC-конвертера, схема которого показана на рис. 12. Транзистор IGBT T1 включается и выключается дважды путем подачи так называемого «двойного импульса»; подобный тестовый режим используется большинством производителей IGBT для оценки динамических свойств. Скорость нарастания тока (di/dt) задается резистором затвора RGon. На схеме показаны паразитные индуктивности Lσ1…3, находящиеся между конденсаторами DC-шины, IGBT и диодом D1.

Схема для анализа процесса обратного восстановления

Рис. 12. Схема для анализа процесса обратного восстановления

Эпюры напряжения на затворе, а также токи транзистора и диода в процессе проведения двухимпульсного теста приведены на рис. 13. Когда IGBT закрывается, ток нагрузки из индуктивности LL переходит в оппозитный диод. При следующем включении транзистора в первый момент он будет проводить ток не только нагрузки, но и обратного восстановления D1. Более подробно этот процесс показан на рис. 14 на примере диода с мягкой характеристикой.

Напряжение на затворе, ток IGBT и диода

Рис. 13. Напряжение на затворе, ток IGBT и диода при подаче «двойного импульса» управления

Пока IGBT нагружен пиковым током восстановления, напряжение на нем остается максимальным и равным VCC (рис. 14а), в этот момент времени потери включения IGBT максимальны. Характеристику обратного восстановления диода можно разделить на два участка, соответствующих росту тока Irr до пикового значения и последующего спада до нуля со скоростью dir/dt. Вторая из описанных фаз соответствует протеканию «хвостового» тока IGBT, поэтому время восстановления trr не может быть определено достаточно точно. «Хвостовой» участок создает наивысшие потери в диоде, поскольку к нему в этой фазе уже приложено напряжение. Компоненты с «резкой» характеристикой имеют гораздо меньший «хвост» и, соответственно, уровень динамических потерь, однако они генерируют более высокое перенапряжение при выключении. Для IGBT этот участок характеристики не является столь критическим, поскольку напряжение на нем к этому времени уже существенно спадает.

Коммутационные потери диода на рис. 14б представлены в том же масштабе, как и для IGBT на рисунке 14a, в реальных применениях они всегда меньше, чем у транзистора. Для снижения общего значения рассеиваемой мощности важно ограничивать пиковую величину тока обратного восстановления и обеспечивать рассасывание основной части накопленного заряда в течение «хвостовой» фазы. Тенденция к увеличению скорости коммутации и снижению динамических потерь IGBT неизбежно ведет к росту стрессовых нагрузок на диод. В зависимости от конкретного применения в ряде случаев целесообразно снижать скорость переключения относительно номинальных значений, указанных в технической документации.

Ток, напряжение и потери мощности

Рис. 14. Ток, напряжение и потери мощности: а) при включении IGBT (номинальные характеристики 150 А/1700 В); б) при выключении диода в процессе обратного восстановления

В общем случае величина динамических потерь зависит от четырех факторов.

Во-первых, это скорость нарастания тока (задаваемая резистором затвора IGBT, рис. 15): коммутационные потери уменьшаются пропорционально RG, одновременно растет значение di/dt и, соответственно, уровень перенапряжения, что и ограничивает минимальную величину резистора затвора. Диапазон возможных номиналов RG, как правило, виден на графике зависимости Esw = f(RG).

Зависимость динамических потерь CAL-диода

Рис. 15. Зависимость динамических потерь CAL-диода (100 А/1200 В) от: а) di/dt (100 А, 600 В, +150 °С); б) напряжения DC-шины (100 А, RG = 1 Ом → 2700 А/мкс, +150 °С)

Во-вторых, напряжение DC-шины (VCC, рис. 15б): соотношение номинальной и реальной величины энергии потерь Err может быть описано эмпирическим выражением:

Err(VCC) = Err(Vref) × (VCC/Vref)0,6.

В-третьих, прямой ток IF (рис. 16a): чем он выше, тем больше уровень потерь мощности. Эта зависимость не линейна, она описывается аналогично предыдущему случаю, при этом показатель степени лежит в диапазоне 0,5–0,6:



Зависимость динамических потерь CAL-диода

Рис. 16. Зависимость динамических потерь CAL-диода (100 А/1200 В) от: а) прямого тока IF (RG = 1 Ом, 600 В, +150 °С); б) температуры кристалла Tj (100 А, 600 В, RG = 1 Ом)

И, наконец, в-четвертых, температура кристалла Tj (рис. 16б): динамические потери растут линейно, пропорциональность несколько нарушается при Tj>+125 °C. Зависимость от температуры может быть задана с помощью температурного коэффициента TCErr = 0,0055…0,0065:

Обеспечение надежности в динамических режимах

Надежная работа в коммутационных режимах для диодов с рабочим напряжением свыше 1000 В не менее важна, чем их динамические характеристики. На рис. 14б показано, что почти все напряжение DC-шины может быть приложенным к диоду, находящемуся в состоянии проводимости. Если IGBT переключается очень быстро (например, при малом резисторе затвора), то увеличиваются пиковый ток восстановления и «хвостовой» ток, что приводит к резкому спаду напряжения VCE «коллектор–эмиттер» IGBT и всплеску сигнала на диоде с соответствующей высокой скоростью dv/dt. Электрическое поле может распространяться только внутри обедненной области (t2–t4 на рис. 8 и 9), в этой зоне оно будет иметь экстремально высокую интенсивность, что неизбежно приведет к лавинному пробою полупроводника даже при невысоком уровне обратного напряжения.

Под динамической надежностью диода подразумевается его способность работать при больших скоростях изменения тока di/dt и, в то же время, при высоком напряжении DC-шины. Для снижения стрессовых нагрузок следует ограничить скорость коммутации IGBT или ограничивать пиковое значение тока обратного восстановления диода, что, по сути, одно и то же. Однако подобные меры неизбежно ведут к росту потерь переключения.

В то время как происходит распространение пространственного заряда, через свободную от зарядов часть n-области протекает обратный ток IR, электроны и дырки генерируются в р-n-переходе за счет динамического пробоя. Дырки движутся через высоколегированную р-зону, а электроны — через n-зону, что приводит к результирующему эффективному легированию:

Neff = ND+p–nav,

где nav плотность электронов, образовавшихся вследствие динамического пробоя и двигающихся от p-n-перехода через область пространственного заряда. Отрицательно заряженные носители частично компенсируют наличие дырок, нейтрализуя таким образом лавинный эффект. При малых уровнях прямого тока снижается также обратный ток и, соответственно, плотность р-дырок. Однако, поскольку скорость коммутации быстрых диодов при низких нагрузках резко возрастает, увеличивается и стресс, вызванный лавинным пробоем.

Продолжение следует

Литература

  1. Wintrich A., Nicolai U., Tursky W., Reimann T. Application Notes for IGBT and MOSFET modules. SEMIKRON International. 2010
  2. Lehmann J., Netzel M., Pawel S., Doll Th. Method for Electrical Detection of End-of-Life Failures in Power Semiconductors. Semikron Elektronik GmbH.
  3. Freyberg M., Scheuermann U. Measuring Thermal Resistance of Power Modules // PCIM Europe Journal. 2003.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2012_05_18.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо