Силовая электроника №3'2011

Система управления многофазным понижающим импульсным преобразователем

Белов Геннадий

Белов Сергей

Малышев Андрей


В статье рассматривается система управления многофазным понижающим импульсным преобразователем. Показано, что рассмотренная система отличается тем, что равномерное деление тока нагрузки между фазами в переходных и установившихся режимах осуществляется при заданной ведущей фазе, когда токи дросселей остальных (ведомых) фаз регулируются, поддерживаясь близкими к току дросселя ведущей фазы.

Многофазные понижающие импульсные преобразователи еще в 70-х годах прошлого века рассматривались как перспективная структура для построения сильноточных источников питания [1]. Основные характеристики силовой части многофазного повышающего импульсного преобразователя изложены в работе [2]. Строятся корректоры коэффициента мощности (ККМ) на базе двухфазного повышающего импульсного преобразователя, для управления которыми компанией Texas Instruments серийно выпускаются микросхемы UCC28060 и UCC28070 [3]. Стал также повышаться интерес к многофазным понижающим импульсным преобразователям, микросхемы для управления которыми выпускаются рядом фирм [46]. Эти микросхемы имеют до 36 внешних выводов, при их использовании требуется рассчитывать параметры достаточно большого числа внешних компонентов, что невозможно без четкого представления о структуре и режимах работы микросхем и силовой части устройства. В связи с этим в работе предлагается анализ структуры и функционирования системы управления трехфазным понижающим импульсным преобразователем. В качестве примера рассматривается система на базе микросхемы IRU3055, которая относится к наиболее совершенным микросхемам среди имеющихся аналогов.

Микросхема IRU3055 служит для управления трехфазным низковольтным сильноточным понижающим импульсным преобразователем, выполненным на силовых синхронных МДП-переключателях. Микросхема с 36 выводами специально разработана для источников питания новых микропроцессоров фирмы Intel, требующих малого напряжения питания, но большого тока. Выходное напряжение импульсного преобразователя задается пользователем в пределах 1,075–1,850 В с дискретностью 25 мВ при помощи встроенного 5-битного ЦАП (рис. 1). Частота переключений f фазы импульсного преобразователя может задаваться в пределах 50–500 кГц с помощью одного внешнего резистора Rt, присоединяемого через вывод 1 (Rt) к внутреннему задающему генератору ЗГ, который формирует три последовательности тактовых импульсов uТ1, uТ2, uТ3 и пилообразные напряжения uП1, uП2, uП3.

 Упрощенная функциональная схема трехфазного понижающего импульсного преобразователя с управлением на базе микросхемы IRU3055

Рис. 1. Упрощенная функциональная схема трехфазного понижающего импульсного преобразователя с управлением на базе микросхемы IRU3055

Питание микросхемы осуществляется от источников с номинальными напряжениями 5 и 12 В. Напряжение питания 5 В (максимально допустимое значение 7 В) подается на вывод 8 (VСС) микросхемы. Напряжение Uпит = 12 В (максимально допустимое значение 20 В), совпадающее со входным напряжением силовой части импульсного преобразователя, используется для питания выходных драйверов микросхемы, управляющих нижними МДП-транзисторами силовых синхронных переключателей. Выходные драйверы, управляющие верхними МДП-транзисторами синхронных переключателей, должны питаться от источника с напряжением, превышающим входное напряжение силовой части по крайней мере на 5 В (максимально допустимое напряжение питания этих драйверов 30 В).

В таблице 1 дано пояснение назначения выводов микросхемы, что необходимо для понимания функционирования и взаимодействия ее с силовой частью преобразователя.

Таблица 1. Назначение выводов микросхемы IRU3055

№ вывода Обозначение Назначение
1 Rt Служит для подключения внешнего резистора (относительно земли), с помощью которого задается частота внутреннего задающего генератора. Требуемое сопротивление (кОм) определяется по приближенной формуле f = 7500/Rt, где частота f (кГц).
2 Comp Вывод для подключения цепи частотной коррекции усилителя ошибки регулирования выходного напряжения силовой части.
3 Fb Служит для подачи выходного напряжения импульсного преобразователя uвых и создания цепи отрицательной обратной связи по этому напряжению.
4 SS Служит для подключения внешнего конденсатора Cзап (рис. 3), входящего в состав схемы мягкого запуска импульсного преобразователя. Этот конденсатор также задает время отключенного состояния преобразователя после срабатывания схемы ограничения тока.
5–7 CS1; CS2; CS3 Эти выводы служат для подачи напряжений uОС1, uОС2, uОС3, пропорциональных токам силовых дросселей первой, второй и третьей фаз (рис. 1).
8 VCC Вывод для подачи напряжения питания 5 В.
9 VSET Выход ЦАП.
10–14 D0; D1; D2; D3; D4 Выводы для задания двоичного кода желаемого значения выходного напряжения uзад. Они соединены внутри микросхемы с внутренним источником с напряжением 3,3 В через резисторы с сопротивлением 16 кОм и могут соединяться (или не соединяться) с внешним источником питания с напряжением 5 В через резисторы с сопротивлением 10 кОм, задавая на соответствующем выводе уровень логических «1» или «0». Нули на всех входах соответствуют Uзад = 1,85 В, а единицы на всех входах — Uзад = 1,075 В. D0 — младший разряд цифрового кода.
15 Fault Вывод, на котором появляется уровень напряжения 2,8 В, свидетельствующий о срабатывании защиты от повышения выходного напряжения преобразователя (OVP), а при мягком пуске на нем поддерживается низкий уровень.
16 OCSet Этот вывод подключается через внешний резистор к стоку нижнего МДП-транзистора синхронного переключателя первой фазы (рис. 3), позволяя при включенном транзисторе контролировать мгновенное значение протекающего тока и создавать схему защиты от перегрузок по току, порог срабатывания которой Iпор регулируется выбором сопротивления внешнего резистора Rсм.
17; 28 Gnd Аналоговая земля для внутреннего источника опорного напряжения Vref = 2 В и схемы управления импульсным преобразователем. Эти выводы должны максимально коротким путем соединяться с силовой землей PGND1, PGND2, PGND3.
18 SD Вывод для подачи внешнего сигнала на схему отключения микросхемы (Shut Down), на выходе которой формируется уровень напряжения SD, подаваемый на выходные драйверы и вызывающий отпирание нижних транзисторов синхронных переключателей и запирание верхних транзисторов.
19 PGood Этот вывод, как и вывод 15 (Fault), является выходом схемы PGood/OVP, которая контролирует выходное напряжение преобразователя, подаваемое на вывод 3 (Fb). При отклонении выходного напряжения от номинального значения больше чем на ±10% на выводе 19 (PGood) появляется низкий уровень напряжения.
20 Ref Выход источника опорного напряжения Vref = 2 В.
21 VCH3 Вывод для подачи напряжения питания на выходной драйвер верхнего транзистора третьей фазы.
31 VCH12 Вывод для подачи напряжения питания на выходные драйверы верхних транзисторов первой и второй фаз. Между выводами 21 (VCH3), 31 (VCH12) и землей должны включаться керамические конденсаторы емкостью не менее 1 мкФ (рис. 4).
22; 30; 32 HDrv3; HDrv2; HDrv1 Выходы драйверов верхних транзисторов третьей, второй и первой фаз.
23; 27; 34 PGND3; PGND2; PGND1 Выводы силовой земли, которые должны по кратчайшему низкоомному пути присоединяться к земле печатной платы.
24; 26; 35 LDrv3; LDrv2; LDrv1 Выходы драйверов нижних транзисторов третьей, второй и первой фаз.
25 VCL23 Вывод для подачи напряжения питания 12 В на выходные драйверы второго и третьего нижних транзисторов.
36 VCL1 Вывод для подачи напряжения питания 12 В на выходной драйвер нижнего транзистора первой фазы.
29 NC Свободный вывод.
33 OC Gnd Этот вывод, как и вывод 34 (PGnd1), присоединяется к истоку нижнего транзистора первой фазы. Внутри микросхемы этот вывод соединяется с неинвертирующим входом компаратора схемы защиты от перегрузок по току. Второй вход этого компаратора 16 (OCSet) соединяется через резистор со стоком указанного нижнего транзистора.

На рис. 1 представлена основная часть микросхемы IRU3055, непосредственно выполняющая функции стабилизации выходного напряжения и равномерного деления тока нагрузки между фазами в установившемся и переходном режимах.

Измерение тока без потерь мощности в датчике тока

Это достигается с помощью RC-цепи, присоединенной параллельно дросселю (рис. 2).

 Эквивалентная схема дросселя первой фазы с подключенной измерительной RC-цепью

Рис. 2. Эквивалентная схема дросселя первой фазы с подключенной измерительной RC-цепью

Поскольку ток в конденсаторе Сизм определяется как iC = Сизм × (duОС1/dt) = СизмpuОС1, то справедливо дифференциальное уравнение:

или, в операторной форме,

откуда

где передаточная функция цепи обратной связи:

TL = L/rL; Tизм = RизмСизм — постоянные времени цепи силового дросселя и токоизмерительной цепи.

Отсюда видно, что в установившемся режиме uос.ср.уст. = iLср.уст.rL.

Постоянная времени измерительной RC-цепи выбирается равной постоянной времени цепи дросселя TL, или, максимально, в три раза больше TL:

Для уменьшения влияния разности входных токов усилителей DA1, DA2, DA3 сопротивление Rизм не должно быть большим. С уменьшением Rизм увеличиваются рассеиваемая в нем мощность и требуемая емкость Cизм. Можно рекомендовать начальное значение емкости Cизм = 1 мкФ (керамический конденсатор). Тогда, например, при L = 1 мкГн, rL = 1,6 мОм:

и можно принять Rизм = 1,5 кОм.

Если ток iL2 дросселя L2 второй фазы меньше, чем ток iL1 дросселя L1, то напряжение обратной связи uос1, поступающее на вывод 5 (CS1), будет больше напряжения обратной связи uос2, поступающего на вывод 6 (CS2). Ток на выходе усилителя ошибки регулирования тока DA2:

где gm2 — крутизна усилителя DA2, будет направлен к выводу 2 (Comp), откуда он идет через корректирующий двухполюсник, присоединенный к этому выводу. Тогда напряжение uуо.т2 на выходе DA2 будет на значение Riуо.т2 больше, чем на выходе усилителя ошибки DA1:

где uуо.н = zkiуо.н — напряжение на выходе усилителя DA1; zk — сопротивление корректирующего двухполюсника, присоединенного к выводу 2 (Comp).

Аналогично ток на выходе усилителя ошибки регулирования тока DA3:

где gm3 — крутизна усилителя DA3; напряжение на выходе DA3:

и, соответственно, напряжение uос3 системой регулирования поддерживается близким к задающему напряжению uос1.

Выше предполагалось, что выходные токи iуо.т2 и iуо.т3 усилителей DA2 и DA3 в связи с их малостью по сравнению с выходным током iуо.н усилителя DA1 не влияют на значение потенциала uуо.н (рис. 1). Тогда ikiуо.н.

Согласно паспортным данным микросхемы типовые значения параметров: для усилителя DA1 gm1 = 720 мкСм, разность входных токов 2,5 мкА, входное напряжение смещения нуля 3 мВ; для усилителей DA2 и DA3 разность входных токов 0,9 мкА, входное напряжение смещения нуля 2 мВ. Частота переключения фазы f = 150 кГц, амплитуда пилообразного напряжения Uп = 2,02 В.

Многофазные импульсные преобразователи с автоматическим делением тока нагрузки между фазами чувствительны к отказу цепи измерения тока. В связи с этим, например, в микросхеме TPS4009x предусмотрена схема контроля цепей измерения тока и защиты от такого режима [7].

Минимальное пороговое значение измеряемого тока дросселя 160 мкА. Входное напряжение смещения нуля компаратора цепи сравнения токов — 3 мВ.

Защита от перегрузок по току

Работа цепи защиты от перегрузок по току (рис. 3) основана на контроле падения напряжения на открытом нижнем транзисторе VT2 синхронного переключателя uVT2 = –rсиiL. Здесь rси — сопротивление сток–исток открытого транзистора.

 Схема контроля перегрузки по току (Л — логические схемы)

Рис. 3. Схема контроля перегрузки по току (Л — логические схемы)

Напряжение на инвертирующем входе компаратора DA7 определяется как:

где I1 = 160 мкА, Rсм — резистор, изменение сопротивления которого позволяет смещать порог срабатывания защиты. Из этого равенства видно, что при iL<Iпор(Rсм/rоп)I1 потенциал инвертирующего входа DA7 положителен, на выходе компаратора будет уровень логического нуля, транзистор VT закрыт, конденсатор цепи мягкого запуска Cзап заряжен. Когда ток дросселя превышает пороговое значение Iпор, потенциал u16 становится отрицательным, на выходе компаратора появляется положительный перепад напряжения. Транзистор открывается и вызывает разряд конденсатора Cзап.

На практике пороговое значение тока Iпор выбирается примерно на 50% больше максимального мгновенного значения тока дросселя в номинальном режиме. Необходимо учитывать зависимость сопротивления rси от температуры кристалла. Например, для транзистора типа IRF3711S при комнатной температуре rси = 6 мОм, а при температуре кристалла +150 °С rси = 1,5×6 = 9 мОм.

Защита от превышения выходного напряжения (OVP)

Защита срабатывает, когда напряжение на выводе 3 (Fb) становится на 15% больше, чем заданное значение выходного напряжения. Тогда конденсатор Cзап цепи мягкого запуска (рис. 3) разряжается. Верхние силовые МДП-транзисторы запираются, нижние открываются, шунтируя на землю левые выводы силовых дросселей. Напряжение на выводе 19 (PGood) поддерживается на низком уровне.

Мягкий запуск

 Схема питания драйвера верхнего транзистора с умножением напряжения

Рис. 4. Схема питания драйвера верхнего транзистора с умножением напряжения

Для управления процессом пуска используется процесс заряда конденсатора Cзап внутренним источником тока I2 = 10 мкА (рис. 3). Линейно нарастающее напряжение на конденсаторе Cзап с вывода 4 (SS) подается на второй неинвертирующий вход усилителя ошибки регулирования выходного напряжения (рис. 4), обуславливая примерно линейное нарастание выходного напряжения преобразователя до момента, когда это напряжение достигает заданного программатором (ЦАП) значения. Время запуска можно рассчитать по формуле:

где Uзад — заданное значение выходного напряжения, получаемое из задатчика. Например, если Uзад = 1,5 В, tзап = 7,5 мс, то требуемая емкость конденсатора Cзап = (7,5 × 10–3 × × 10 × 10–6)/(1,5+0,7) = 34,1 × 10–9 Ф, т. е. можно взять стандартное значение 33 нФ.

Выбор частоты переключений

Частота задается внешним резистором, подключенным между выводом 1 (Rt) и землей. Зависимость частоты f от сопротивления Rt примерно гиперболическая: f = 7500/Rt, где Rt в кОм, а частота f в кГц. Например, если f = 150 кГц, то Rt = 7500/150 = 50 кОм.

Драйверы для силовых синхронных переключателей

Синхронный переключатель характеризуется уменьшенными потерями мощности при открытых транзисторах и хорошей динамикой.

В микросхеме IRU3055 имеются драйверы для управления силовыми МДП-транзисторами трех синхронных переключателей трехфазного импульсного преобразователя. Для отпирания верхнего МДП-транзистора синхронного переключателя на его затвор необходимо подавать напряжение по крайней мере на 5 В больше, чем входное напряжение импульсного преобразователя. Напряжение питания драйвера верхнего транзистора обычно подается на объединенные выводы 31 (VCH12) и 21 (VCH3). Если входное напряжение импульсного преобразователя uвх = 5 В, то на эти выводы необходимо подать напряжение 12 В от дополнительного источника питания либо использовать схему, показанную на рис. 4.

При открытом транзисторе VT2 конденсатор C2 заряжается через диод VD1 до напряжения питания uпит. Когда отпирается транзистор VT1, а транзистор VT2 запирается, конденсатор C3 заряжается до напряжения uвх+uпит, которое и является напряжением питания драйвера верхнего транзистора. Говорят, что заряд, накопленный конденсатором C2, передается на конденсатор C3 (метод Charge bump).

Емкость конденсатора C2 обычно находится в пределах 0,1–1 мкФ. В сильноточных схемах рекомендуется выбирать керамический конденсатор емкостью 2,2 мкФ. В качестве диодов VD1 и VD2 можно выбирать диоды Шоттки типа BAT54S.

Рекомендации по выбору компонентов

Дроссель выбирается по допустимым пульсациям тока с учетом выбранной частоты переключений и стремления получить высокий КПД. Увеличение индуктивности дросселя снижает амплитуду пульсаций тока, способствует повышению КПД, однако возрастают его габариты и масса. Уменьшение индуктивности дросселя приводит к росту амплитуды пульсаций тока и снижению КПД, однако при этом уменьшаются габариты и масса.

Требуемая индуктивность силового дросселя фазы рассчитывается так же, как и в однофазном преобразователе [8] в предположении, что среднее значение тока нагрузки Iн.ср. равномерно делится между фазами:

где Kп.т = ΔiL/2iср; ΔiL — размах пульсаций тока дросселя; iср — среднее значение тока дросселя. Коэффициенты пульсаций Kп.т задаются в пределах от 0,1 до 0,25 [4]. Например, при uвых = 1,5 В, uвх = 12 В, f = 150 кГц; Kп.т = 0,2; Iн.ср. = 60 А; m = 3:

Можно выбрать дроссель с сердечником фирмы Micrometals типа T60-18 c обмоткой из шести витков проводом AWG № 14 сечением 2 мм2, имеющий индуктивность 1 мкГн, на действующее значение тока 15 А и с током насыщения 25 А; активное сопротивление обмотки rL = 1,6 мОм.

Постоянную времени Tизм = RизмСизм цепи измерения тока дросселя выберем в два раза больше постоянной времени цепи дросселя TL = L/rL. Зададимся емкостью Сизм = 1 мкФ. Тогда:

Принимаем Rизм = 1,5 кОм. Емкость выходного конденсатора определяется исходя из допустимых пульсаций выходного напряжения. В работе [4] выбрана емкость Свых = 22000 мкФ. В качестве выходного конденсатора могут использоваться электролитические, танталовые и керамические конденсаторы. Выбор электролитического и танталового конденсаторов производится с учетом их эквивалентных последовательных сопротивлений (ЭПС) rC. Допустимое значение rC определяется из соотношения:

где Δuвых.доп — максимально допустимое снижение выходного напряжения при скачке тока нагрузки на значение Δiн, когда в первый момент после скачка весь ток Δiн замыкается через выходной конденсатор; в худшем случае Δiн = iн. При Δuвых.доп = 100 мВ, iн = 60 А имеем rC<0,1/60 = 1,67 мОм.

Если параллельно включаются восемь конденсаторов, у каждого из которых rC = 13 мОм, получаем rC = 13/8 = 1,625 мОм. При Свых = 22000 мкФ постоянная времени:

Расчет цепи коррекции усилителя ошибки

Цепь коррекции усилителя ошибки рассчитывается из условия, что частота среза разомкнутого контура регулирования выходного напряжения должна составлять 1/10 частоты переключений, т. е.

Сопротивление резистора цепи коррекции рассчитывается по формуле [4]

где UП — амплитуда пилообразного напряжения; gm — крутизна усилителя ошибки DA1 (рис. 1).

При UП = 2 В, gm = 720 мкСм, uвх = 12 В получаем:

Выбираем резистор с сопротивлением RK = 12 кОм.

Емкость конденсатора цепи коррекции определяется как [4]:

при Cвых = 22000 мкФ, L = 1 мкГн имеем:

Принимаем СК1 = 22 нФ.

Расчет цепи коррекции усилителя ошибки (резистор Rк, конденсаторы Cк1 и Cк2 на рис. 1) является сложным для понимания пользователями микросхемы, поскольку требует знаний не только по импульсным преобразователям, но и по теории автоматического управления. Для объяснения использованных при расчете формул (3) и (4) необходимо обратиться к динамической модели импульсного преобразователя (рис. 5в), полученной методом, описанным в ряде публикаций [89]. На рис. 5 KШИМ1, KШИМ2, KШИМ3 — коэффициенты усиления широтно-импульсных модуляторов (ШИМ). Полагаем, что операторные проводимости цепей дросселей фаз:

операторное сопротивление

где R — активное сопротивление нагрузки; Tвых = (R+rC)Cвых — постоянная времени выходной цепи силовой части; ИИ1, ИИ2, ИИ3 — идеальные импульсные элементы; ti, i = 1, 2, 3 — моменты формирования модулируемого фронта импульса uШИМi, отсчитываемые от ближайшего тактового импульса uТ1 первой фазы.

 Временные диаграммы, поясняющие работу ШИМ

Рис. 5. Временные диаграммы, поясняющие работу ШИМ: а) первой и б) второй фаз в схеме на рис. 1; R и Q — сигналы на входе и выходе RS-триггера; в) линеаризованная импульсная динамическая модель трехфазного импульсного преобразователя

Известно, что для расчета процессов на достаточном удалении от границы устойчивости замкнутого контура с импульсным элементом, когда порядок передаточной функции непрерывной части контура больше единицы, допустимо использование усредненной непрерывной модели контура, получаемой из дискретной (рис. 5в) заменой идеальных импульсных элементов пропорциональными звеньями с коэффициентом передачи, равным 1/T [10]. Предварительно необходимо проверить устойчивость всех замкнутых контуров с использованием импульсной модели. После этого импульсная модель (рис. 5в) преобразуется к непрерывной (рис. 6), где не учитывается влияние возмущающих воздействий ΔfT2 и ΔfT3, все переменные заменены на средние значения за период переключений T; ФT2(p) и ФT3(p) — передаточные функции замкнутых контуров регулирования токов дросселей второй и третьей фаз, определяемые аналогично.

 Линеаризованная усредненная непрерывная модель трехфазного импульсного преобразователя

Рис. 6. Линеаризованная усредненная непрерывная модель трехфазного импульсного преобразователя

Например,

где К’T2 — коэффициент усиления замкнутого токового контура, определяемый как:

где КT2 — коэффициент усиления разомкнутого токового контура, определяемый выражением:

постоянная времени T’изм определяется как:

Расчетные формулы (3) и (4), приведенные в рекомендациях компании International Rectifier [4], соответствуют предположению, что токи второй и третьей фаз ΔiL2ср и ΔiL3ср слабо влияют на процессы в контуре регулирования выходного напряжения (рис. 6). Тогда передаточная функция разомкнутого контура регулирования выходного напряжения преобразователя определяется выражением:

где передаточная функция выходного фильтра с учетом выражений для G1(p) и Z(p):

где КФ, ТФ, ξФ — коэффициент усиления, постоянная времени и коэффициент затухания фильтра, определяемые соотношениями:

Предположим, что усилитель ошибки имеет передаточную функцию ПИ-регулятора:

где, согласно рис. 1, τK = RKCK1. Тогда передаточная функция разомкнутого контура напряжения (6) принимает вид

Коэффициент усиления разомкнутого контура регулирования напряжения:

При полученных в [4] значениях параметров имеем:

а соответствующая этому значению ТФ сопрягающая частота на асимптотической ЛАЧХ разомкнутого контура напряжения (рис. 7)

 Примерный вид асимптотической ЛАЧХ разомкнутого контура регулирования выходного напряжения

Рис. 7. Примерный вид асимптотической ЛАЧХ разомкнутого контура регулирования выходного напряжения

Другая известная сопрягающая частота 1/τС = 1/35,75 × 10–6 = 2,7972 × 10–4 рад/с также находится левее частоты среза ωср = 9,425 × 104 рад/с.

Асимптотическая ЛАЧХ в окрестности частоты среза ωср согласно соотношению (7) описываются выражением 20lg|Wi(jω)|, где с учетом (8) и параметров выходного фильтра:

Подставляя в это равенство ω = ωср, |WН(jω)| = 1, получаем формулу для определения сопротивления резистора цепи коррекции:

которая при KД = 1, КФ = 1, KШИМ1 = T/UП совпадает с формулой (3).

Расчет емкости СК1 = τК/RK связан с выбором значения сопрягающей частоты 1/τК, которая определяет протяженность среднечастотного участка ЛАЧХ в окрестности частоты среза (рис. 7). Увеличение протяженности этого участка уменьшением частоты 1/τК способствует уменьшению перерегулирования, росту запаса устойчивости по фазе и улучшению воспроизведения медленных изменений задающего воздействия контура напряжения [11]. Обычно рекомендуют частоту 1/τК выбирать примерно в пять раз меньше ωср. Тогда:

Однако в этом случае в системе сохраняется перерегулирование. Для получения апериодической переходной характеристики, требуемой в источниках питания современной цифровой аппаратуры на ПЛИС, необходимо еще больше расширить протяженность среднечастотного участка ЛАЧХ. Формула (4) соответствует выбору сопрягающей частоты 1/τК на 25% меньше частоты 1/ТФ ≈ 1/√вых. Тогда емкость СК1 оказывается намного больше, чем получается из (10).

Конденсатор СК2 цепи коррекции (рис. 1) служит для подавления высокочастотных помех в контуре напряжения, его емкость выбирается не менее чем на порядок меньше CК1.

В заключение отметим, что принятое в [4] предположение о слабом влиянии токов второй и третей фазы на процессы в контуре регулирования напряжения требует более строгой проверки с использованием динамических моделей (рис. 5 и 6) импульсного преобразователя.

Заключение

Рассмотренная система управления многофазным импульсным преобразователем отличается тем, что равномерное деление тока нагрузки между фазами в переходных и установившихся режимах осуществляется при заданной ведущей фазе, когда токи дросселей остальных (ведомых) фаз регулируются, поддерживаясь близкими к току дросселя ведущей фазы. Если суммарный средний ток дросселей превышает среднее значение тока нагрузки преобразователя, то его выходное напряжение начинает расти, что приводит к уменьшению длительности импульсов в ведущей фазе, уменьшению тока дросселя этой фазы, а затем и к уменьшению токов дросселей других ведомых фаз. Если, наоборот, суммарное среднее значение токов дросселей становится меньше среднего значения тока нагрузки, то это приводит к уменьшению выходного напряжения и росту длительности включенного состояния силового транзистора ведущей фазы, увеличению тока дросселя этой фазы, а затем и к увеличению токов дросселей других фаз.

Приведенный в работе анализ показывает, что рекомендованная в работе [4] методика расчета параметров корректирующей цепи соответствует известному частотному методу синтеза последовательного корректирующего устройства, но отличается существенным увеличением протяженности среднечастотного участка желаемой ЛАЧХ с целью получения апериодической переходной характеристики контура напряжения.

Литература

  1. Белов Г. А. Анализ многофазного импульсного преобразователя постоянного тока. Вопросы применения тиристоров в преобразовательной технике. Чебоксары: ЧГУ. 1972.
  2. Белов Г. А. Динамические модели многофазного повышающего импульсного преобразователя // Электричество. 2010. № 6.
  3. Power Management Guide. Texas Instruments. 3Q. 2008.
  4. 5-Bit Programmable 3-Phase Synchronous Buck Controller IC. Data Sheet PD94262. International Rectifier. www.irf.com.
  5. 2-Phase, High Efficiency, Synchronous Step-Down Switching Regulator. Initial Release Final Electrical Specifications LTC1929. Linear Technology. 1999.
  6. 3-Phase, 600 kHz, Synchronous Buck Switching Regulator Controller. Data Sheet LTC3731. Linear Technology. 2005.
  7. TPS40090, High-Frequency, Multiphase Controller: SLUS578B. Texas Instruments. 2006.
  8. Белов Г. А. Динамика импульсных преобразователей. Чебоксары: ЧГУ. 2001.
  9. Иванов А. Г., Белов Г. А., Сергеев А. Г. Системы управления полупроводниковыми преобразователями. Чебоксары: ЧГУ. 2010.
  10. Белов Г. А., Малинин Г. В. Математическое моделирование и исследование динамики импульсных преобразователей // Электричество. 2008. № 6.
  11. Бабаков Н. А., Воронов А. А., Воронова А. А. и др. Теория автоматического управления. Уч. для вузов. Ч. 1. Теория линейных систем автоматического управления. М.: Высшая школа. 1986.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2011_03_49.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо