Сравнить несравнимое, сопоставить несопоставимое…

Характеристики проводимости

Как правило, в качестве отправной точки для сравнения параметров модулей IGBT используют величину номинального постоянного тока (I_Cnom). Именно данный факт является источником большинства ошибок, поскольку точной трактовки этого термина и единого метода его нормирования до сих пор не существовало.

В последние годы европейскими производителями модулей IGBT принято определять величину номинального тока в зависимости от активной площади чипа и допустимой для этой площади плотности тока (А/мм²), задаваемой изготовителем полупроводниковых кристаллов. В этом случае ни одна из электрических характеристик силового ключа или особенностей его конструкции не влияет на данный показатель. Отметим, что величина I_Cnom является опорной для определения номинальных значений прямого падения напряжения и энергии динамических потерь.

В противоположность этому параметр I_C, указываемый в таблице Maximum ratings, означает величину постоянного тока, который может пропускать модуль IGBT в длительном режиме при определенной температуре корпуса T_C. Значение I_C соответствует максимальному прямому падению напряжения и предельной температуре кристалла T_J. Такое определение позволяет учесть электрические и тепловые (R_th) характеристики модуля. Потери переключения приводят к дополнительному перегреву кристаллов, в реальных применениях их вклад может стать определяющим, поэтому силовые ключи практически никогда не используются на максимальном токе. Это обусловлено еще и тем, что для обеспечения показателей надежности необходим некоторый запас по температуре T_j.

При использовании новой системы обозначений значение I_C в ряде случаев может превысить ограничения, установленные для конструктива, что обычно отражается на графике I_C = f(T_C). На рис. 1 приведен фрагмент документации на модуль SEMiX GB12Е4s, номинальные токовые характеристики кристаллов которого оказываются несколько выше, чем возможности силовых терминалов. На кривой зависимости I_C от температуры корпуса T_C проведена горизонтальная линия, ограничивающая эту характеристику на уровне 600 А (Limited by terminals), хотя теоретическое предельное значение тока равно 910 А (при T_C = +25 °С). В таких случаях в технических данных должен указываться максимальный ток терминалов I_t(RMS), определяемый их характеристиками проводимости. Данный факт является следствием стремления европейских производителей к унификации параметров, и его не следует рассматривать как противоречие.

Рис. 1. Нормирование максимального тока модуля; ограничения, вносимые характеристиками проводимости терминалов

Важнейшими параметрами, необходимыми для расчета статических потерь, являются напряжение насыщения IGBT (V_CE(sat)) и прямое падение напряжения антипараллельного диода (V_F). Необходимо учитывать, что приводимые в документации европейских фирм значения, как правило, измеряются в точках подключения терминалов (terminal level), т. е. они включают перепад сигнала на внутренних соединениях модуля. В ряде случаев в справочных данных указывается, что измерение проводится на уровне кристаллов (chip level).

Благодаря высоким показателям плотности тока, обеспечиваемым современными поколениями IGBT, статические потери на выводах пренебрежимо малы по сравнению с мощностью, рассеиваемой полупроводниковыми чипами. Однако при анализе тепловых характеристик силового ключа следует определить падение напряжения отдельно на кристаллах IGBT (V_CEchip) и на подводящих шинах (V_CEterminal).

Значение V_CEchip рассчитывается на основе справочных данных с помощью формулы:

Полученные выражения позволяют независимо определить мощность, рассеиваемую чипами и определяемую напряжением насыщения и DC-выводами, потери на которых зависят от их активного сопротивления. Например, протекание тока 300 А приводит к рассеянию 90 Вт на терминалах с импедансом r_CC’-EE’ = 1 мОм.

Для сравнения: четыре полупроводниковых кристалла в таком же полумостовом модуле (2×IGBT + 2×FWD) при аналогичной токовой нагрузке генерируют около 700–800 Вт статических потерь. При этом именно мощность, рассеиваемая чипами (P_V), определяет их перегрев.

Для расчета значения P_V можно воспользоваться следующим выражением:

Справочные значения V_CE0 и r_CE определяются при линейной аппроксимации прямой характеристики в точках, соответствующих 25 и 100% от I_Cnom, как показано на рис. 3. Эти величины, найденные аналитическим способом, оказываются чрезвычайно полезными при расчете мощности потерь в автоматическом режиме. Методики анализа тепловых режимов, использующие линеаризацию характеристик, применяются практически всеми программами теплового расчета, включая SEMISEL.

Рис. 3. Линейная аппроксимация прямой характеристики, основные формулы расчета статических потерь. Разница прямых характеристик 400-А модуля SEMITRANS на уровне кристалла и на силовых выводах, учитывающая линеаризованную зависимость от VCE0 и rCE

Измерение и сравнение значений прямого падения напряжения V_F должно проводиться при той же, повышенной, температуре кристалла в тех же контрольных точках (терминалы или чипы) и при том же значении измерительного тока I_Cnom, что и в IGBT. К сожалению, не все производители силовых полупроводников включают эту информацию и положение контрольных точек в техническую документацию. Измерения, проводимые на уровне кристалла, позволяют получить одинаковые результаты V_{CE(sat)_chip} для всех IGBT, выполненных по одной технологии. С другой стороны, при использовании терминалов в качестве референтной точки данные будут зависеть от I_Cnom, однако полные статические потери силового ключа определяются именно значением V_{CE(sat)_terminal}.

 

Потери переключения

Параметры энергии переключения (E_on, E_off, E_rr) и временные характеристики (t_d(on), t_r, t_d(off), t_f, t_rr) зависят не только от свойств полупроводников, но и от условий их работы и особенностей схемы. Паразитные индуктивности цепей коммутации, параметры драйвера, выходного фильтра и нагрузки также оказывают заметное влияние на динамические свойства силовых ключей. Справочные значения должны рассматриваться только как типовые, а при их сравнении или при сопоставлении данных лабораторных измерений с практическими результатами необходимо учитывать условия эксплуатации. Многие производители, включая SEMIKRON, определяют динамические характеристики применительно к индуктивной нагрузке, поскольку это соответствует подавляющему большинству практических применений. Некоторые фирмы нормируют параметры при условии омической нагрузки, при этом значения потерь и времен переключения получаются намного меньше.

Еще одной причиной разночтений в трактовке параметров является использование различных пределов интегрирования в формулах для определения энергии переключения в функции времени. Данные лимиты должны начинаться и заканчиваться на уровне 1–2% от увеличивающихся или уменьшающихся значений соответственно. Использование 10% пределов приводит к получению слишком низких величин динамических потерь, то же самое относится к определению времен коммутации. В технической документации (Datasheets, Application Notes, Manual Instructions и т. д.), как правило, содержится информация об условиях нормирования параметров. Во многом по этому показателю можно судить о добросовестности производителя и о корректности представленных данных.

Сравнение энергии переключения, как правило, производится при одинаковых резисторах затвора, поскольку величина потерь и скорость коммутации зависят от номинала R_G. Следует отметить, что это не всегда справедливо даже для одной технологии IGBT, поскольку существует масса факторов, связанных с особенностями схемы управления, которые оказывают влияние на скорость переключения.

Гораздо более корректным представляется сравнение при идентичных скоростях изменения тока/напряжения (dI_C/dt и dV_CE/dt), при этом близким получается и уровень излучаемых электромагнитных помех. Тем не менее при анализе значения динамических потерь необходимо учитывать его зависимость от сопротивления затвора в соответствии с графиками E_sw = f(R_{Gon_Goff}). Данные кривые начинаются со значений R_G, которые не указываются в справочных таблицах, однако при которых IGBT могут коммутироваться более-менее безопасно. Использование меньших номиналов сопротивлений не допускается без согласования с производителем модуля.

Наличие паразитной индуктивности L_S в цепи коммутации уменьшает скорость нарастания тока и существенно снижает потери включения E_on, особенно при пониженном напряжении DC-шины (например, 300 В). Однако при запирании IGBT присутствие L_S приводит к возникновению перенапряжения dV = L_S × dI/dt и к возрастанию потерь выключения. Поэтому в режиме жесткого переключения расчет величины рассеиваемой мощности должен проводиться с учетом суммарного значения E_on+E_off.

Как правило, уровни динамических потерь нормируются в зависимости от коммутируемого тока в соответствии с графиком E_sw = f(I_C). Однако при сравнении не следует забывать, что энергия потерь зависит от рабочего напряжения V_CE и температуры кристалла T_J. Приведенные далее выражения устанавливают зависимость E_sw от указанных параметров, и их следует учитывать в случае, если величина энергии нормирована при различных условиях.

Обратите внимание на фрагменты таблиц динамических параметров модулей FZ 600R17KE3 (Infineon) и SKM 800GA176D (SEMIKRON), приведенных на рис. 4. Мы использовали для примера данные элементы, так как в них установлены одинаковые кристаллы IGBT Trench 3. При этом совершенно непонятно, как значение энергии потерь может столь сильно отличаться: E_on/off = 200/190 мДж для модуля EUPEC и 335/245 мДж для модуля SKM 800. Причина оказывается простой и очевидной: SEMIKRON нормирует динамические характеристики при предельном напряжении «коллектор–эмиттер» V_CC = 1200 В, а Infineon использует в качестве референтного значение V_CE = 900 B.

Рис. 4. Нормирование энергии потерь для модулей FZ 600R17KE3 (EUPEC) и SKM 800GA176D (SEMIKRON)

С помощью приведенной выше формулы для E_sw можно определить, что коэффициент пересчета в данном случае равен (1200/900)^1,35 ≈ 1,5. Таким образом, значение энергии потерь для данных модулей, определенное при одинаковых условиях, практически совпадает.

Заряд затвора

Величина заряда затвора Q_G в справочной литературе может задаваться для различных значений напряжения закрывания V_Goff (например, –15/–8/0 В), что является основным источником ошибок при оценке данного параметра.

Если характеристика затвора, связывающая значения V_GE и Q_G, определена только в области положительных напряжений, она может быть продлена в зону отрицательных величин параллельно прямой нарастания V_GE, находящейся выше плато Миллера, как показано на рис. 5. На величину Q_G оказывает незначительное воздействие напряжение DC-шины, поскольку оно участвует в заряде емкости Миллера. При высоких значениях V_DC эта емкость очень мала, соответственно мало и влияние напряжения питания на заряд затвора. Температурной зависимостью Q_G можно пренебречь.

Рис. 5. Схема измерения QG, типовая характеристика затвора IGBT

Заряд затвора можно также определить расчетным способом на основании величины входной емкости C_iss:

где C_G = k_C × C_iss.

Коэффициент пересчета емкости затвора k_C определяется в соответствии с выражением

где Q_G(ds) — номинальное значение заряда, нормируемое в спецификациях при заданных напряжениях управления V_G(on)/V_G(off).

Мощность, необходимая драйверу для коммутации IGBT, является функцией рабочей частоты f_sw и энергии E, необходимой для заряда и разряда емкостей затвора:

В свою очередь, величина Е зависит от значения заряда Q_G и перепада управляющего напряжения dV_G:

Отсюда результирующее выражение для определения мощности драйвера:

Еще одним важным параметром является ток затвора I_G, необходимый для перезаряда упомянутых выше емкостей и, следовательно, для переключения IGBT. Минимальная величина I_G рассчитывается следующим образом:

В свою очередь, пиковый ток затвора I_Gpeak, определяющий скорость перезаряда Q_G, оказывает влияние на динамические характеристики IGBT. При увеличении амплитуды I_Gpeak сокращается время включения t_on и выключения t_off, уменьшается уровень потерь E_sw. Однако при этом возрастает амплитуда коммутационного всплеска напряжения, пропорционального скорости спада тока dI_off/dt. С этой точки зрения повышение скорости переключения является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

Теоретическое пиковое значение тока затвора определяется по формуле

где R_G(int) — внутренний импеданс цепи управления, включающий резистор, устанавливаемый внутри модуля IGBT. На практике амплитуда тока оказывается несколько меньше расчетного уровня из-за наличия распределенной индуктивности цепи управления.

Тепловые характеристики

Способность электронного компонента рассеивать некоторое количество тепла определяется его тепловым сопротивлением R_th. При нормировании этого параметра для силовых полупроводниковых модулей считается, что вся выделяемая энергия рассеивается через монтажную поверхность (базовую плату).

Значение теплового сопротивления рассчитывается как отношение разности температур в двух контрольных точках (Т₁, Т₂) к величине рассеиваемой мощности (P_V):

Существует несколько стандартных способов нормирования R_th, отличающихся положением датчиков (см. T_s1 и T_s2 на рис. 2), что приводит к различиям в справочных данных модулей, выпускаемых разными фирмами. При этом сами модули могут быть абсолютно одинаковы по электрическим характеристикам и конструкции.

Рис. 2. Положение контрольных точек измерения температуры корпуса модуля и радиатора, разница тепловых сопротивлений

Тепловое сопротивление «кристалл–корпус» R_th(j-c) определяется достаточно точно, если точка измерения температуры (базовой платы) находится непосредственно под кристаллом. В отношении этого параметра для перехода «корпус–радиатор» R_th(c-s) ситуация является неоднозначной. Температура радиатора в области контакта с модулем всегда выше, чем во всех остальных точках. Ряд производителей (в том числе SEMIKRON) при определении значения R_th(c-s) располагают сенсор T_s1 рядом с корпусом модуля (рис. 2). Относительно высокая разница температур dT в данных контрольных точках обусловливает и высокое значение теплового сопротивления.

Некоторые фирмы нормируют величину R_th(c-s), устанавливая датчик в отверстии в радиаторе непосредственно под чипом IGBT (T_s2). Градиент dT и тепловое сопротивление в этом случае получаются соответственно ниже. Таким образом, значения R_th у абсолютно одинаковых модулей (например, стандартных IGBT в корпусе 62 мм), произведенных разными фирмами, могут отличаться.

Сравнение параметров силовых модулей без учета указанных факторов часто приводит к неправильным и неоднозначным выводам. При сопоставлении тепловых характеристик необходимо учитывать метод определения R_th и местонахождение точек измерения температуры (reference point) радиатора и корпуса элемента. К их положению предъявляются следующие требования:

• они должны учитывать путь прохождения тепла в рабочем режиме;
• они должны быть независимы от геометрии модуля и теплоотвода;
• они должны быть независимы от материала теплоотвода и типа охлаждающей среды.

Для модулей традиционной конструкции с базовой платой задается внутреннее тепловое сопротивление R_th(j–c) и динамический тепловой импеданс Z_th(j–c) «кристалл–корпус» (junction–case), а также внешнее тепловое сопротивление R_th(c–s) «корпус–теплосток» (case–sink). Причем под корпусом (c–case) в данном случае подразумевается именно базовая плата, поскольку она осуществляет передачу тепла на радиатор. Тепловое сопротивление R_th(j–s) «кристалл–теплосток» определяется как сумма двух составляющих R_th(j–s) = R_th(j–с)+R_th(с–s).

Для «безбазовых» модулей параметр R_th(j–с) имеет «виртуальный» смысл, хотя он может быть вычислен математически. Соответственно, для них нормируется только тепловое сопротивление R_th(j–s) и динамический тепловой импеданс Z_th(j–s) «кристалл–теплосток».

Одним из основных способов измерения, применяемых по отношению к «базовым» модулям, является метод «А» (рис. 6). Место для измерения температуры корпуса T_c (контрольная точка «1») выбирается в теле радиатора непосредственно под силовым кристаллом в месте прохождения наибольшего теплового потока. Для размещения датчика в радиаторе сверлится отверстие диаметром 2,5 мм до контакта с корпусом модуля. При этом измеряемое значение оказывается независимым от расположения чипа по отношению к корпусу модуля и его конструкции, а также от материала радиатора и способа охлаждения.

Рис. 6. Метод измерения «А» (для модулей с базовой платой)

При использовании способа «А» температура радиатора T_s измеряется на его поверхности (контрольная точка «2») рядом с модулем в точке, имеющей минимальное расстояние до тепловыделяющего кристалла с температурой T_j.

Следующим подходом к определению тепловых характеристик «базовых» модулей, используемым рядом производителей, является метод «В» (рис. 7). В этом случае контрольная точка T_s располагается в отверстии в теплоотводе под чипом на расстоянии 2 мм от базовой платы. Этим способом пользуется компания Mitsubishi, в документации которой можно увидеть такое примечание: «T_s, T_f measured point is just under the chips», означающее, что измерение температуры производится по методу «В». Отметим, что обозначения T_f и Т_s, которыми пользуется большинство европейских производителей, аналогичны. Индекс первого происходит от слова fin, второго — от sink, оба они означают температуру радиатора.

Рис. 7. Метод измерения «В» (для модулей с базовой платой)

Сравнить описанные методы и сопоставить результаты поможет рис. 8, на котором кривые распределения температуры показаны в виде изотерм, отмеченных разным цветом. Красным выделены области с максимальной температурой, синим — с минимальной. На рис. 8 показаны положения точек измерения температуры, соответствующие различным методам измерения: T_c, T_s(A) для метода «А» и T_c, T_s(В) для метода «В». Очевидно, что точка T_s(A) расположена в более «холодной» области, чем T_s(В). Положение тепловых сопротивлений R_th(j–c), R_th(c–s) и R_th(s–a) также оказывается различным для разных методик, несмотря на то, что анализируется один и тот же модуль и теплоотвод. Как уже было отмечено, величина R_th(j–c) не зависит от метода измерения.

Рис. 8. Распределение температуры и положение контрольных точек Tc и Ts

Для оценки влияния методики измерения тепловых характеристик специалистами SEMIKRON были проведены специальные тесты, объектами исследования служили стандартные модули IGBT в конструктиве 62 мм: SKM600GA12D (SEMIKRON) и FZ400R12KS4 (Infineon). Это сравнение представляет большой интерес, поскольку данные компоненты содержат кристаллы, одинаковые по площади и технологии изготовления, а также имеют близкие электрические характеристики. При этом у них резко отличаются заявленные значения теплового сопротивления R_th(с–s), как показано в таблице 1.

Для определения величины теплового сопротивления «кристалл–теплосток» температура радиатора T_s измерялась на поверхности теплоотвода по методу «А» и в отверстии в радиаторе по методу «В». Вычисление R_th(j–s) в обоих случаях производилось на основе значения T_j, определенного по напряжению насыщения V_CEsat. При малом токе коллектора обратная зависимость напряжения насыщения от температуры является достаточно линейной, что позволяет вычислять температуру кристалла с высокой точностью без использования термодатчиков.

Отметим, что калиброванная функция T_j = f(V_CEsat) широко используется для этой цели многими производителями. В процессе измерения модуль нагружается номинальным током до установления теплового равновесия. После этого нагрузка отключается, через открытый транзистор пропускается измерительный ток (100 мА) и производится замер напряжения «коллектор–эмиттер» и расчет температуры кристалла.

Результаты проверки значений тепловых сопротивлений, выполненной с помощью различных методик, приведены в таблице 1. Тепловое сопротивление «корпус–теплосток» вычисляется по формуле R_th(c–s) = ΔT_(c–s)/Р. Сопротивление R_th(c–s), измеренное по методу «В», имеет меньшее значение, чем при измерении по методу «А», поскольку градиент температуры «корпус–радиатор» ΔT_(c–s) в первом случае ниже. Расстояние между контрольными точками T_c и T_s при использовании методики «В» оказывается гораздо меньше.

Как и следовало ожидать, при одинаковых методах измерения разница в значениях теплового сопротивления «корпус–теплосток» оказалась незначительной, не превышающей 15%, в то время как справочные величины отличаются почти в четыре раза!

Общее тепловое сопротивление «кристалл–окружающая среда» является суммой R_th(j–a) = R_th(j–c)+R_th(c–s)+R_th(s–a), поэтому значение R_th(j–a) в любом случае зависит от методики контроля. Соотношения между перепадами температуры на различных тепловых переходах модуля и между соответствующими тепловыми сопротивлениями приведены в таблице 2.

Параметр R_th(c–s) может определяться как для модулей, так и для полупроводниковых чипов. Однако применение одномерных моделей всегда приводит к ошибкам в расчетах, поскольку они не учитывают тепловой связи между кристаллами в модуле. При задании величины R_th(c–s) для кристаллов следует учесть, что их взаимная связь в этом случае полностью игнорируется, в то время как на практике она очень существенна благодаря высокой теплопроводности медного основания. Если же тепловое сопротивление определяется для всего модуля, то значение R_th(c–s) учитывает все эффекты, связанные с взаимным нагревом чипов внутри модуля. Кроме того, импеданс «корпус–радиатор» зависит от конструкции сборки: момента затяжки винтов, качества обработки поверхности теплостока, толщины слоя и теплопроводности пасты и пр. Поэтому еще раз напомним, что справочные величины R_th следует рассматривать только как типовые.

Для прижимных модулей «безбазового» типа, к которым относятся, например, интеллектуальные ключи семейства SKiiP, понятия температуры корпуса не существует, поэтому в их документации указывается полное тепловое сопротивление «кристалл–радиатор» R_th(j–s) и динамический тепловой импеданс «кристалл–датчик температуры» Z_th(j–r). При этом R_th(j–s) рассматривается как сумма «виртуальных» значений:

Для нормирования тепловых характеристик подобных компонентов используются методы «C» и «D», описанные в [1, 2].

Заключение

К сожалению, многие специалисты продолжают принимать значения, приводимые в справочниках, за истину. Самым безобидным результатом «святой веры» в цифры является убежденность в том, что продукция фирмы X лучше продукции фирмы Y. К худшим последствиям приводят расчеты, выполненные на основе ошибочных убеждений.

Инженеры, занимающиеся проектированием силовых преобразовательных устройств, должны понимать, что данные, приводимые в технической документации, необходимо рассматривать с учетом методов их измерения и нормирования. Сопоставление статических характеристик IGBT-модулей, выпускаемых разными производителями, следует проводить очень внимательно, помочь в этом могут рекомендации, приведенные в данной статье.

Все сказанное относится к тепловым сопротивлениям, величина которых во многом зависит от положения точек измерения температуры и пути передачи тепла от кристаллов в охлаждающую среду.

Наиболее сложной задачей является сопоставление динамических характеристик, методы нормирования которых являются самыми неоднозначными. Прежде всего, это касается скорости изменения сигнала di/dt и dv/dt, которую следует учитывать в первую очередь. В идеальном случае сравнение параметров модулей следует проводить для определенного применения и конкретных условий эксплуатации, влияющих на тепловые режимы, потери мощности и уровень излучаемых помех.

Автоматизация процесса теплового расчета каскадов и выбора компонентов давно стала насущной потребностью специалистов, работающих в области силовой электроники. Для этой цели служат специализированные средства расчета, предлагаемые ведущими производителями модулей IGBT, в частности SEMISEL, доступная на сайте www.semikron.com. Программа пригодна для анализа большинства существующих практических схем, она позволяет оптимально выбрать режимы работы и условия охлаждения и требует от пользователя ввода только числовых исходных данных.