Силовая электроника №2'2011

Быстрые IGBT: возможности и проблемы

Шуле Стефан (Stefan Schuler)


Перевод:
Карташев Евгений


Повышение скорости коммутации силовых полупроводников необходимо для снижения уровня динамических потерь. Преобразователи высокой мощности, как правило, состоят из большого количества параллельных силовых ключей, коммутирующих тысячи ампер и работающих при напряжении DC-шины в киловольтовом диапазоне. Рассеяние возникающих при этом потерь мощности является одной из важнейших задач разработчиков силовых преобразовательных устройств. С другой стороны, стремление максимально возможно снизить время коммутации создает новые проблемы.

Считается, что идеальный силовой ключ должен одновременно обеспечивать минимальное время переключения и низкий уровень динамических потерь. Это обусловлено тем фактом, что для получения хорошей синусоидальной формы выходного сигнала частота ШИМ-сигнала Fsw должна быть как можно выше. С увеличением скорости коммутации улучшается гармонический состав моторных токов, уменьшаются потери мощности, снижается уровень механических стрессов в системе привода.

Широкие возможности по оптимизации динамических характеристик инверторов предоставляют новые поколения IGBT. В то же время увеличение скорости выключения неизбежно ведет к повышению уровней коммутационных выбросов напряжения, что неизбежно влияет на надежность работы инвертора.

Активное управление выключением

Увеличение скорости спада тока dIoff/dt при выключении IGBT приводит, кроме роста коммутационных всплесков, к возрастанию уровня электромагнитных шумов. Первый из указанных факторов наиболее опасен при выключении тока короткого замыкания (КЗ), когда величина dIoff/dt максимальна. Суммарный уровень напряжения «коллектор–эмиттер» при этом может превысить предельно допустимое значение и вывести модуль из строя.

 Упрощенная схема полумостового каскада с распределенными индуктивностями

Рис. 1. Упрощенная схема полумостового каскада с распределенными индуктивностями

На рис. 1 показана упрощенная схема полумостового каскада, содержащая индуктивность цепи КЗ между DC-шиной и АС-выходом. В приведенном примере включение транзистора Т2 приводит к появлению тока iZK, нарастающего в соответствии с выражением (1):

где τ = (LZK+LB+LModule)/RZK.

После выключения транзистора Т2 ток iZK должен уменьшиться до нуля, однако электромагнитная энергия, запасенная в индуктивности LZK, пытается поддержать его неизменным. Источником этого тока может быть только снабберный конденсатор CZK, который вместе с паразитной индуктивностью LZK и активным сопротивлением шин RZK образуют контур, в котором возникает затухающий резонансный процесс на частоте fres_ZK:

Энергия магнитного поля, накопленная в LZK, заряжает снаббер до напряжения UZK+Â за время t = π/2. В то же самое время ток КЗ, протекающий через индуктор LB, перекоммутируется в диод D1. Воздействие этого тока в сочетании с процессом восстановления диода (рис. 3) создает дополнительное падение напряжения. После каждого переключения образуется несколько различных токовых контуров. Из-за наличия паразитных индуктивностей цепей коммутации (на схеме они включены в блок LModule) в схеме возникают всплески напряжения, пропорциональные di/dt.

 Напряжение UCE и ток коллектора IC транзистора Т2

Рис. 2. Напряжение UCE и ток коллектора IC транзистора Т2


Время прямого восстановления диода

Рис. 3. Время прямого восстановления диода при различных значениях di/dt

Напряжение «коллектор–эмиттер» UCE транзистора Т2 при выключении (рис. 2) складывается из трех составляющих:

где: UZK — постоянное напряжение DC-шины; UModule — перенапряжение, возникающее на индуктивности LModule вследствие изменения тока коллектора dIC/dt и тока обратного восстановления диода D1 — dIrr/dt; uZK — амплитуда осцилляций, возникающих в резонансном контуре между снаббером и индуктивностью DC-шины LZK, в которой при протекании тока накапливается энергия E = LZK × I2/2. Наличие паразитной индуктивности снаббера и его выводов LSn, которые за время выключения IGBT не успевают разрядиться, вызывает появление дополнительных синусоидальных колебаний.

Полученная кривая изменения напряжения UCE (рис. 2) позволяет более точно определить режимы работы IGBT. Выключение транзистора начинается с нулевого значения uZK (снаббер заряжен до напряжения DC-шины), в это же время начинается передача энергии паразитной индуктивности LZK.

Уровень осцилляций, вызванных наличием внутренней индуктивности модуля, и время включения диода являются функцией di/dt и во многом зависят от характеристик выключения Т2. Необходимо учесть, что скорость изменения тока di/dt (в отличие от времени коммутации tr и tf) зависит от величины нагрузки. После завершения процесса выключения и окончания переходных процессов напряжение на коллекторе становится равным UZK.

Напряжение DC-шины

Для минимизации коммутационных выбросов напряжения, вызванных наличием индуктивности DC-шины, снабберный конденсатор должен быть смонтирован непосредственно на терминалы питания модуля [4]. Напомним также, что конструкция снабберов должна обеспечивать их минимальную собственную индуктивность и простоту установки на DC-выводы. Форма напряжения uZK при выключении представляет собой экспоненциально затухающую синусоиду:

Амплитуда огибающей Â является функцией тока, образующегося в цепи DC-шины непосредственно перед запиранием Т2. Электромагнитная энергия, накопленная в паразитном индукторе LZK, генерирует периодические осцилляции сигнала между снаббером CZK и емкостью звена постоянного тока, которые быстро затухают благодаря демпфирующему действию сопротивления RZK. При t = π/2, когда снаббер полностью накапливает энергию WL, величина Â может быть определена следующим образом:

На рис. 4 показано, что амплитуда синусоидального колебания несколько превышает расчетное значение при t = π/2, что объясняется влиянием индуктивности LSn (параметры корпуса в данном случае не учитываются).

 Кривые uZK и uModule, полученные на основе значений uCE и iC

Рис. 4. Кривые uZK и uModule, полученные на основе значений uCE и iC

Характеристики корпуса модуля

Конструктив силового ключа оказывает заметное влияние на динамические свойства преобразователя. В первую очередь следует отметить распределенные индуктивности DC/AC-терминалов, токонесущих шин DBC-платы, выводов кристаллов, которые должны быть минимизированы на этапе проектирования модуля. Перенапряжение, создаваемое внутри модуля, зависит от паразитной индуктивности конструктива и скорости спада тока:

где uD1 = f(t, iD1).

Формула (6) содержит дополнительный компонент, представляющий собой падение напряжения на диоде uD1. Эта составляющая, которая учитывает время прямого восстановления [1], отчетливо проявляется в тех случаях, когда диод включается с большим током и высокой скоростью, что имеет место при индуктивной нагрузке.

На рис. 3 показана кривая изменения напряжения на диоде при его прямом восстановлении с различным значением di/dt, которое достигает предела примерно через 10–20 нс и затем падает до нормальной величины. Видно, что максимум Vfr может существенно превысить значение 100 В.

График на рис. 2 поясняет принцип определения ключевых характеристик тестовой схемы. Типовая кривая рассчитана для напряжения DC-шины VDC = 200 В, номинала снабберного конденсатора 0,68 мкФ и индуктивности цепи КЗ, равной 350 мкГн.

Характеристики DC-шины

Чтобы найти постоянную времени звена постоянного тока, необходимо с помощью представленных выражений определить две важные точки:

τ = 3,872 мкс.

Паразитная индуктивность DC-шины может быть рассчитана для определенной резонансной частоты (fR = 763,5 кГц) с использованием условий резонанса последовательной цепи, состоящей из RZK, LZK, CZK:

Сопротивление магнитных потерь находится следующим образом:

Добротность последовательной резонансной цепи:

Несколько более элегантным и точным способом нахождения параметров ω, τ, UZK и амплитуды Â является обработка цифровых данных с помощью средств визуализации xmgrace, как описано в [2]. В этом случае приведенная далее формула позволяет аппроксимировать пространство между пиковым значением напряжения и несколькими последующими осцилляциями:

Результирующие параметры, полученные после 20 итераций нелинейного подбора, приведены в таблице, а соответствующая кривая показана на рис. 4.

Таблица. Результаты подбора значений

a0 Напряжение UZK, В 208,3
a1 Амплитуда Â, В 44,4
a2 Резонансная частота ωR, Гц 4,797×106
a3 Временной сдвиг, с 362,4×10–6
a4 Постоянная времени τ, с 3,64×10–6

Свойства конструктива модуля

Оценку параметров модуля, влияющих на величину перенапряжения, можно провести путем дифференцирования кривой тока коллектора IC (с помощью, например, упомянутого выше метода xmgrace). Затем проводится масштабирование, позволяющее «вписать» полученную кривую в первый всплеск напряжения UCE. Отметим, что найденный масштабный коэффициент (отрицательный) не полностью соответствует паразитной индуктивности модуля, поскольку влияние диода на процесс остается заметным. Именно поэтому в выражении (12) использован «виртуальный» термин LModule,fikt:

LModule,fikt = 64 нГн.

В действительности форма кривой напряжения uModule зависит не только от динамических характеристик полупроводника и паразитной индуктивности модуля, но и от времени прямого восстановления диода tF_r. Поэтому величина LModule,fikt должна быть скорректирована с учетом этого показателя. Максимальное влияние tF_r на общее значение перенапряжения можно оценить на основе значения di/dtmax (рис. 3): при di/dt<10 кА/мкс величина Ufr,max для стандартного мощного диода вычисляется с помощью формулы (13):

В данном примере при di/dt = 1,3 кА/мкс значение Ufr,max составляет примерно 20,5 В. Таким образом, из-за наличия паразитной индуктивности напряжение падает примерно на 70 В, а ее расчетная величина составляет 49,8 нГн. Совмещение обеих кривых (рис. 4) позволяет получить изначально вычисленное значение uCE, применимое для случая t = 0. Приведенные методики и выражения позволяют с легкостью определить, например, необходимые характеристики снаббера.

Критические режимы

Цепь постоянного тока вместе со снаббером образует резонансный контур с частотой fRes,ZK. В данной схеме могут возникать критические состояния, например, если частота коммутации является четной гармоникой f0. В этом случае, если добротность резонансного контура достаточно велика, то энергия, поступающая в снаббер на следующем цикле коммутации, оказывается синфазной. Это может привести к появлению критического перенапряжения уже после нескольких периодов переключения. Благодаря низкой добротности в тестируемой схеме этот эффект может наблюдаться на частотах 30 кГц и выше.

Опасная генерация может также возникнуть в случае плохого электрического контакта между выводами модуля и элементами DC-шины. Такие проблемы должны быть устранены путем соблюдения моментов затяжки и с помощью токопроводящих паст.

Заключение

Анализ кривых uCE и iC при запирании силового ключа позволяет оценить уровень взаимодействия между паразитными индуктивностями DC-шины и модуля. Это дает возможность определить потенциально слабые участки конкретной схемы и задать параметры для компьютерного моделирования.

В статье показано, что даже небольшое изменение скорости выключения способно заметно снизить уровень переходных перенапряжений на терминалах IGBT. Амплитуда коммутационных всплесков на DC-шине прежде всего, является функцией тока, и при снижении величины di/dt она уменьшается незначительно.

Формализованное описание процесса выключения позволяет выявить как возможности, так и ограничения, которые необходимо учитывать при выборе скорости коммутации, номинала снаббера и конструктива силового модуля. Поиск оптимальных комбинаций этих показателей приведет к созданию лучших вариантов конструкции. Важно отметить, что подобная оптимизация может быть сделана на этапе компьютерного моделирования, что позволяет свести к минимуму возможные ошибки проектирования.

Литература

  1. Lutz J. Halbleiter–Leistungsbauelemente. Springer-Verlag. 2006.
  2. Weizmann Institute of Science: grace/xmgrace.
  3. Steinbuch, Rupprecht: Nachrichtentechnik, Bd1: Schaltungstechnik. Springer-Verlag. 1982.
  4. Application Note AN7006: IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitors Specification.

Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2011_2_16.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо