Силовая электроника №2'2010

Электроэнергетическая и электромагнитная совместимость вторичных источников импульсного питания с автономными системами электроснабжения переменного тока. Часть IV. Модернизация известных и разработка новых схемотехнических средств

Станислав Резников

Евгений Парфенов

Владимир Бочаров

Николай Гуренков

Александр Корнилов

Статья продолжает цикл работ, посвященных выбору способов и схемотехнических решений, обеспечивающих сохранение качества электроэнергии питающей сети и допустимого уровня генерируемых электромагнитных помех при работе вторичных источников импульсного питания (ВИИП) с емкостным накопителем в составе автономных систем (АСЭС), в частности транспортных. В данной части описана модернизация известных и разработка новых схемотехнических средств.


Все статьи цикла:

Цепи формирования разрядного тока с обеспечением остаточного напряжения накопителя

Под формированием разрядного тока емкостного накопителя в цепи импульсной нагрузки обычно понимается обеспечение его амплитуды, фронта и длительности, а также временной отсечки на спаде во избежание перегрева или (и) задержки деиониза-ции (восстановления диэлектрической прочности). Для этого обычно используют формирующий разрядный дроссель (Lp) в цепи нагрузки.

Обеспечение остаточного напряжения накопителя (начального значения для следующего зарядного цикла) является важнейшим не только для величины среднециклического КПД ВИИП, но и для параметров воздействий на питающую сеть АСЭС соизмеримой мощности.

Отсутствие указанного напряжения аналогично по своему энергетическому результату продлению предразрядной и послеразрядной пауз в потреблении зарядной мощности. Кроме того, его отсутствие равносильно относительно длительному и периодически повторяемому режиму короткого замыкания.

Так как начальное значение зарядного тока при постоянстве мгновенной мощности обратно пропорционально остаточному напряжению U0 накопителя, а приращение его массы ΔΟ (габаритов и стоимости) при такой же емкости СН и отдаваемой энергии приблизительно пропорционально квадрату этого напряжения ΔΟ (CHU02)/2, то необходимо очень внимательно относиться к компромиссному выбору его в каждом конкретном случае.

На рис. 1 приведены схемы цепей формирования разрядного тока с обеспечением остаточного напряжения накопителя U0. Схема на рис. 1а базируется на двух запираемых (двухоперационных) разрядных тиристорах VSp' и VSp" и формирующем дросселе L. В исходном предразрядном состоянии тиристоры заперты, а емкостной накопитель СН заряжен до максимального напряжения Um. Импульсная нагрузка (ИН) управляется либо схемой высоковольтного (15-30 кВ) импульсного инициирования (СИ), либо источником дежурной (непрерывной) дуги (ИДД). В заданный момент начала разряда (например, синхронно с подачей импульса от СИ) отпираются оба тиристора (VSp' и VSp"), после чего разрядный ток ip в дросселе L нарастает до величины Im, а затем начинает спадать по цепи диода VD", вплоть до момента tg, когда на управляющие электроды обоих тиристоров подаются сигналы запирания. Далее ток дросселя спадает по цепи диодов VD' и VD", заряжая разряженный к этому моменту накопитель до напряжения Ug к моменту tj. На рис. 2а приведены диаграммы напряжения накопителя UH и тока дросселя iL при описанном разряде с отсечкой и рекуперацией энергии.

Рис. 1. Цепи формирования разрядного тока с обеспечением остаточного напряжения накопителя: а) на базе двух запираемых тиристоров VSp' и VSp"; б) на базе тиристора VSp со схемой коммутации VSK-CK и колебательной двукратной перезарядки L-VSK-VD12-L; в) на базе последовательно-секционированного накопителя (ЕН), разрядно-коммутирующего транзистора УТр_к и разрядных тиристоров VSi_4; г) на базе комбинированного емкостного накопителя (КЕН) с последовательно-буферными секциями СБН', СБН".

Схема, показанная на рис. 1б, базируется на одно-операционном разрядном тиристоре (VSp) со схемой цепей коммутации (VSк-Ск) и колебательной двукратной перезарядки (L-VSк-VD1,2-L). На рис. 2б приведены соответствующие диаграммы напряжения накопителя UH и тока формирующего дросселя iL. В исходном предразрядном состоянии тиристоры заперты, СН заряжен до Um, а коммутирующий конденсатор Ск заряжен с помощью делителя R1,2. В момент начала разряда отпирается тиристор VSp, после чего разрядный ток ii в дросселе L нарастает до величины Im, а затем начинает спадать через СН, перезаряжая его до отрицательного напряжения -U1, вплоть до момента tj, когда отпирается коммутирующий тиристор VSK. Далее тиристор VSp запирается, ток дросселя спадает по цепям VSкН и VSкк-ИН-СН, дозаряжая СН до максимального отрицательного напряжения -U2 к моменту обнуления тока t2. После этого накопитель СН вторично перезаряжается через диод VD1 и дроссель L до положительного напряжения U0 к моменту t3.

Рис. 2 Диаграммы напряжения накопителя ин и тока дросселя /L при разряде: а) с отсечкой и рекуперацией; б) двукратно-колебательном

Схема, приведенная на рис. 1в, базируется на последовательно-секционированном емкостном накопителе (ЕН), разрядно-коммутирующим транзисторе VTp и раз-рядных однооперационных тиристорах VSp-s.

В исходном предразрядном состоянии каждая секция ЕН заряжена до напряжения Um/4, транзистор и все тиристоры заперты. Напряжение на запертом транзисторе VTp-s ограничено величиной Um/4 благодаря делителю R1-4. В заданный момент начала разряда первым включается транзистор VTp-к, непосредственно вслед за ним — тиристоры VS1-3. При снижении напряжения на ЕН до величина: U0 выключается транзистор, что приводит к обесточи-ванию и запиранию тиристоров. Остаточная энергия формирующего дросселя L передается в нагрузку по цепи ИН-VD. Вспомогательные тиристоры VS4-6, показанные пунктиром, могут выполнять функцию искусственного (ступенчатого) формирования разрядного тока. При их использовании первыми включаются VS1 и VS6, затем VS2 и VS5 (при этом VS6 самозапирается напряжением на С3), далее VS3 и VS4 (при этом VS5 также самозапирается), и наконец — VTp-к (при этом VS4 также самозапирается). Следует, однако, указать, что при таком управлении сильно разбалансируются остаточные напряжения на секциях C1-C4, и потребуется некоторое время для их выравнивания с помощью резистивного делителя или зарядного преобразователя.

Приведенная на рис. 1г схема основана на комбинированном емкостном накопителе (КЕН) с последовательно-буферными секциями (СБН', СБН") и перезарядными дросселями (L', L"). В качестве буферных секций могут быть использованы электроемкие электролитические конденсаторы, допускающие большие импульсные токи. В схемах ВИИП с промежуточным емкостным накопителем последний может использоваться в качестве указанных буферных. Они же могут служить вспомогательными конденсаторами при построении однокаскадных SEPIC-ККМ, упоминаемых далее.

При включении разрядного тиристора VS1 сначала происходит колебательная перезарядка основных рабочих секций комбинированного емкостного накопителя (СН' и СН") по цепи L-ИН-СБН'-СБН", а затем вторичная перезарядка по цепям L'-VD' и L"-VD" соответственно, до остаточных напряжений U0. Вспомогательные тиристоры VS2-4 также могут использоваться для формирования разрядного тока. В этом случае их отпирание соответствует очередности VS4-VS3-VS2-VS1, для обеспечения самозапирания каждого предыдущего.

Непосредственные зарядные трехфазные преобразователи для однокаскадных ВИИП

Основным достоинством однокаскадных ВИИП является высокое значение КПД, которое достигается благодаря прямому преобразованию энергии и хорошим массо-габаритным показателям.

На рис. 3 приведена схема зарядного трехфазного Виенна-выпрямителя с бестрансформаторным высоковольтным ККМ на базе составных обратимых модуляторов (СОМдВС) и секционированного емкостного накопителя (СЕН). На полупериоде положительного фазного напряжения (например, фазы В) включаются и широтно-импульсно модулируются по управлению три верхних транзистора СОМВ, а на отрицательном — три нижних. При этом включение (вкл.) и выключение (выкл.) транзисторов производится с небольшим временным сдвигом относительно друг друга, в последовательности, показанной на схеме. Этим обеспечивается ограничение рабочего напряжения на каждом транзисторе величиной напряжения на соответствующей секции рабочего емкостного накопителя (от U0/6 в начале зарядного процесса до Um/6 — в конце). Так, например, используя широко применяемые IGBT-транзисторы с рабочим напряжением 0,6Uдоп, где Uдоп = 1700 В, при указанных на схеме шести транзисторах можно получить максимальное предразрядное напряжение СЕН Um = 6·0,6·1700 = 6121 В. Кроме того, временной сдвиг при коммутациях в три раза снижает величины помех dU/dt и dl/dt, воздействующих на питающую сеть.

Рис. 3. Зарядный трехфазный Виенна-выпрямитель с бестрансформаторным высоковольтным ККМ на базе составных обратимых модуляторов СОМддС и СЕН

На рис. 4 показан близкий к предыдущему другой вариант схемы: зарядный трехфазный сдвоенный выпрямитель (СВ) с бестрансформаторным высоковольтным SEPIC-КММ на базе составных COM и комбинированного емкостного накопителя (КЕН) с двумя последовательно-буферными секциями СБН1,2, например — электролитическими, имеющими большую электроемкость, чем остальные СН1-4.

Рис. 4. Зарядный трехфазный СВ с бестрансформаторным высоковольтным SEPIC-ККМ на базе составных обратимых модуляторов СОМдВС и КЕН с последовательно-буферными секциями (СБН1,2)

Помимо сглаживающих дросселей в цепи переменного тока LA,BC в схему введены дроссели L1,2 в цепях знакопостоянного тока. Они выполняют три функции:

  1. прямую зарядку буферных секций накопителя СБН1,2 от сети через вырямитель до напряжения, равного амплитуде фазного напряжения Uф,m;
  2. инвертирующую зарядку конденсаторных секций КЕН СН1-4 от его буферных секций (в понижающем режиме — в начале зарядного процесса, в повышающем — на втором этапе);
  3. колебательную перезарядку секций СН1-4 после разрядки КЕН на импульсную нагрузку для обеспечения их остаточного напряжения U0. При обеспечении режимов непрерывных токов во всех дросселях характеристики ШИМ-регулирования в обеих схемах соответствуют соотношению

UH(1) = Uφ(1)·1/(1-γ),

где γ — коэффициент заполнения импульса (γ = tН/TШИМ).

Рассмотренные схемы являются бестрансформаторными и практически близки по массоэнергетическим и регулировочным характеристикам. Различия определяются схемами разряд-ных контуров и применяемой в них элементной базой.

В некоторых случаях построения ВИИП требуется обязательная гальваническая развязка, которую можно обеспечить с помощью трансформатора или трансреактора. Для существенного уменьшения их массо-габаритных параметров целесообразно использовать звено знакопостоянного (выпрямленного) тока или напряжения с однотактным или двухтактным (инверторным) модулятором.

На рис. 5 приведена схема зарядного трехфазного преобразователя с тремя однофазными выпрямителями и тремя трансреакторными ККМ B-TKKM-TV-L, подключенными к общему секционированному накопителю через соответствующие асимметричные выпрямительно-реакторные блоки B-L. Линейное (или фазное) сетевое напряжение выпрямляется мостовым выпрямителем В и через радиофильтр Ф в форме lsinωtl поступает на вход однофазного КММ с выходным трансреактором TV-L. Две вторичные обмотки N2 и N2' трансреактора со средними точками подключены к соответствующим секциям рабочего накопителя СН1-4 с заземленной средней точкой через асимметричные выпрямители B-L с прямоходовыми дроссельными обмотками в двух противорасположенных плечах. Блок ККМ показан условно — без цепей рекуперации энергии рассеяния первичной обмотки N1 трансреактора.

Рис. 5. Зарядный трехфазный преобразователь с тремя однофазными выпрямителями и трансреакторными ККМ, подключенными к общему секционированному накопителю

На рис. 6 приведены три варианта трансформаторных ККМ: вариант 1 — на базе трансреактора и однотактного модулятора VT1-VD1 и цепи рекуперации энергии (VT2-Cp-Lp-VD23); варианты 2, 3 — на базе регулируемых трансформаторных инверторов прямоугольного тока ИТ-TV с ШИМ-регуляторами тока VT1-L: инвертирующим (вариант 2) и понижающим (вариант 3), с соответствующими цепями рекуперации энергии VT2-Lp-Cp. Выходы всех фазных ККМ подключены к зажимам а-0-в двухсекционного емкостного накопителя СН1,2 с заземленной средней точкой.

Рис. 6. Варианты трансформаторных ККМ: 1 — на базе трансреактора и однотактного модулятора; 2, 3 — на базе регулируемых трансформаторных инверторов прямоугольного тока с ШИМ-регуляторами тока: инвертирующим (2) и понижающим (3)

Все рассмотренные варианты с высоковольтными ККМ для однокаскадных ВИИП обеспечивают высокое значение среднецик-лического коэффициента мощности, а также не вызывают циклической модуляции потребляемой активной мощности. Однако они содержат относительно большое число транзисторов и поэтому имеют относительно низкую надежность. Кроме того, они вносят в цепь питающей сети и в окружающее пространство сильные высокочастотные коммутационные помехи.

В тех случаях, когда среднециклическая мощность ВИИП во много раз меньше установленной мощности бортового привода постоянной частоты вращения магистрального генератора, и при этом частота сети — 400 Гц или более, рациональной схемой преобразователя для однокаскадного ВИИП представляется схема зарядного трансформаторно-выпрямительного индуктивно-емкостного преобразователя (ИЕП) с высоковольтным шунтирующим модулятором (ШМ), показанная на рис. 7. Достоинством данной схемы, помимо ее простоты, высокой надежности и минимальных искажений напряжения, вносимых в питающую сеть, является структура построения высоковольтного транзисторного шунтирующего ШИМ-модулятора (ШМ) на базе относительно низковольтных IGBT-транзисторов VT1-4. На схеме показана очередность включения и выключения транзисторов с временным сдвигом, при котором обеспечивается ограничение рабочего напряжения на каждом транзисторе на уровне напряжения одной секции емкостного накопителя Um/4, а также минимизируются величины помех dU/dt и dl/dt, вносимых в сеть. Здесь так же, как и в предыдущих рассмотренных схемах, важно реализовывать разрядный контур с обеспечением остаточного напряжения накопителя U0.

Рис. 7. Зарядный трансформаторно-выпрямительный ИЕП с высоковольтным шунтирующим модулятором (ШМ)

Основные недостатки данной схемы:

  1. модуляция активной и реактивной потребляемых мощностей (при стабилизации полной мощности), которые могут вызвать автоколебания в системе привод-генератор, которые усиливаются узкорезонансными свойствами ИЕП;
  2. низкий среднециклический коэффициент мощности хср;
  3. плохие массо-габаритные показатели при низкой частоте сети (50 Гц);
  4. практическая неприменимость при нестабильной частоте сети.

Зарядные высоковольтные конверторы для комбинированных двухкаскадных ВИИП с промежуточным емкостным накопителем

Чем выше требования к качеству электроэнергии сети на входе ВИИП и к параметрам кондуктивных помех, вносимых в сеть коммутационными процессами в нем, тем большими преимуществами обладают комбинированные двухкаскадные схемы с промежуточным емкостным накопителем (СПН) по сравнению с однокаскадными (на базе непосредственных зарядных преобразователей). Здесь уместно напомнить, что при постоянстве потребляемой зарядной цепью мощности кратность потребляемого ею тока Imax/Imin равна кратности напряжения накопителя Umax/U0. Поэтому в большинстве практически встречающихся случаев необходимо находить компромисс между возмущениями, вносимыми в питающую сеть, которые определяются первой кратностью, и массо-габаритными характеристиками ВИИП, определяемыми второй кратностью. Компромиссное решение во многих случаях возможно только при наличии промежуточного емкостного накопителя СПН, то есть при комбинированной двухкаскадной структуре ВИИП.

При наличии СПН с относительно большой энергоемкостью, напряжение на нем имеет незначительные высокочастотные и относительно малые низкочастотные пульсации. Поэтому наиболее рациональным в качестве входного демпфирующего преобразователя представляется Виенна-выпрямитель с повышающим ККМ, обеспечивающий при относительной простоте высокий коэффициент мощности. Следует, однако, отметить, что помимо входного фильтра с высокой обратной эффективностью необходимо применять в схеме ККМ эффективные коммутационно-демпфирующие цепочки.

Во многих практических случаях нет необходимости в ККМ, достаточно применить выпрямитель с предвключенным дросселем или (и) трансформатором. Выбор схемотехнического варианта для зарядного (выходного) преобразователя менее очевиден и требует разработки альтернативных решений.

На рис. 8 приведены схемы трансформаторных двухкаскадных ВИИП с промежуточным емкостным накопителем (СПН): на базе импульсного регулятора (ИРН) и транс-форматорных инверторов напряжения (П/м ИН и МИН) (рис. 8а, б); на базе импульсного регулятора (ИРТ) трансформаторного инвертора тока (МИТ) (рис. 8в); на базе спаренных однотактных обратноходовых конверторов с дополнительными прямоходовыми цепями (ПХЦ), с развязывающими трансреакторами и цепями рекуперации энергии рассеяния (ЦРЭ) - пассивной (рис. 8г) и активной (рис. 8д).

Рис. 8. Трансформаторные зарядные высоковольтные конверторы для комбинированных 2-каскадных ВИИП с СПН: а, б) на базе импульсного регулятора и трансформаторных инверторов напряжения; в) на базе импульсного регулятора трансформаторного инвертора тока; г, д) на базе спаренных однотактных обратноходовых конверторов с дополнительными прямоходовыми цепями (ПХЦ), с развязывающими трансреакторами и цепями рекуперации энергии рассеяния (ЦРЭ) - пассивной (г) и активной (д)

Первые две схемы (рис. 8а, б) являются классическими, общепринятыми для ВИИП. Следует, однако, напомнить, что в схеме с мостовым инвертором напряжения (МИН) крайне желательно использование низковольтного компенсирующего конденсатора Ск для исключения насыщения трансформатора Тр из-за вероятной несимметрии вольт-секундных интегралов в полупериодах коммутаций. Кроме того, схемы нуждаются в оснащении защитно-демпфирующими цепочками для исключения транзисторно-диодных «сквозных и инверсных сверхтоков» и снижения коммутационных помех dU/dt и dI/dt.

Третья схема (рис. 8в) базируется на мостовом инверторе тока (МИТ), не вызывающем насыщения трансформатора, не требующем установки индуктивного фильтра на выходе высоковольтного выпрямителя (В) и не подверженном «сквозным сверхтокам». Введение энергоемкого дроссельного звена постоянного тока Lзпт может быть скомпенсировано снижением электроемкости СПН (с возможным переводом с электролитического на пленочный ввиду увеличенных при этом пульсаций напряжения). Однако в данной схеме необходима цепь рекуперации энергии рассеяния (ЦРЭ).

К общему недостатку всех трех рассмотрен-ных схем относится дополнительное последовательное модуляторное транзисторное звено (ИРН или ИРТ), снижающее КПД и надежность. Две последние схемы (рис. 8г, д) базируются на спаренных однотактных трансреакторных конверторах с прямоходовыми цепями (ПХЦ) и отличаются друг от друга только цепями рекуперации энергии рассеяния: пассивной (рис. 8г) и активной (рис. 8д). В начальной стадии зарядного процесса, пока приведенное к первичной обмотке трансреакторов ТР-L напряжение на рабочем емкостном накопителе ниже, чем напряжение на СПН, энергия передается в нагрузку в течение обоих тактов коммутации VT: в импульсе — через ПХЦ, в паузе — через обратноходовые диоды VD' и VD". На втором этапе зарядки СН ПХЦ бездействуют.

К достоинствам обеих однотактных трансреакторных схем перед двухтактными трансформаторными относятся следующие:

  • однозвенное регулируемое преобразование с более высокими КПД и надежностью;
  • отсутствие цепей для «сквозных сверхтоков»;
  • временное и токовое расщепление коммутаций, снижающее величину генерируемых помех dU/dt и dI/dt.

Их общим недостатком являются худшие массо-габаритные параметры двух трансреакторов по сравнению с одним трансформатором и дросселем.

На рис. 9 показаны две схемы бестрансформаторных зарядных высоковольтных конверторов для комбинированных двухкаскадных ВИИП с СПН: на базе последовательно-составного транзисторного повышающего конвертора К (рис. 9а); на базе повышающего конвертора (К) и «зарядного транспортера» («ЗТ») с инвертирующими ШИМ-конверторными последовательными звеньями (VT1-4-L1-4) (рис. 9б).

Рис. 9. Бестрансформаторные зарядные высоковольтные конверторы для комбинированных двухкаскадных ВИИП с СПН: а) на базе последовательно-составного транзисторного повышающего конвертора (К); б) на базе повышающего конвертора (К) и «зарядного транспортера» («ЗТ») с инвертирующими ШИМ-конверторными последовательными звеньями

По количеству и составу элементов схемы приблизительно близки. Однако в первой используется повышающий режим, а во второй на входе понижающий (более экономичный), но на остальных звеньях — инвертирующий (наименее экономичный и с повышенным коэффициентом загрузки транзисторов и диодов). Чтобы сделать окончательный выбор, требуется детальное моделирование для конкретных заданных параметров.

Коммутационно-демпфирующие цепи снижения dU/dt и dl/dt в диодно-транзисторных узлах

К основным задачам коммутационно-демпфирующих цепей снижения dU/dt и dl/dt в диодно-транзисторных узлах ШИМ-коммутаторов относятся:

  • • Ограничение «сверхтоков» в транзисторах и диодах из-за инерционности восстановления запертого состояния диода при отпирании транзистора.
  • • Ограничение перенапряжений на транзисторах из-за паразитной индуктивности монтажных соединений.
  • • Формирование коммутационных траекторий (u(t) и i(t)) для снижения тепловых потерь и повышения надежности полупроводниковых приборов, то есть снижение величин

  • • Снижение уровня генерируемых помех типа СП · dU/dt и LП·dI/dt, где СП, LП — паразитные емкостно-индуктивные параметры элементов, монтажа и проводов.

На рис. 10 представлены предлагаемые универсальные схемы включения коммутационно-демпфирующих цепей снижения dU/dt и dl/dt в диодно-транзисторных узлах понижающего (рис. 10а) и повышающего (рис. 10б) конверторов (Т/ОЦ и В/КЦ — токоограничивающая и вольткомпенсирующая цепи, ЦОН — цепь ограничения напряжения, T-LO/T — трансреактор с цепью ограничения тока).

Рис. 10. Универсальные схемы включения коммутационно-демпфирующих цепей снижения dU/dt и dl/dt в диодно-транзисторных узлах: а) понижающего конвертора; б) повышающего конвертора (Т/ОЦ и В/КЦ — токоограничивающая и вольткомпенсирующая цепи, ЦОН — цепь ограничения напряжения, Т-1О/Т—трансреактор с токоограничительной цепью)

Т/ОЦ работает следующим образом. При работе конверторов в режиме непрерывных токов в фильтровых дросселях Lф после очередного включения транзистора VT ток дросселя Lф переводится из цепи проводящего диода VD в цепь транзистора. При этом из-за инерционности восстановления запертого состояния диода VD возникает цепь для его инверсного (обратного) «сверхтока» по цепям Свых-VT-VD (рис. 10а) и Свых-VD-VT (рис. 10б). Установка в эту цепь токоограничивающего дросселя L1 снижает амплитуду и «уплощает» пиковую форму этого импульса (при сохранении его площади, равной рассасываемому заряду носителей VD). После окончания запирания VD ток L1 замыкается по цепи С2-VD2 и спадает, заряжая С2 до напряжения, определяемого параметрами и, возможно, несколько превышающего UП (рис. 10а) и Uвых (рис. 10б). Далее накопленная в С2 доза энергии частично (или полностью) передается во входной (Свх на рис. 10а) или выходной (Свых на рис. 10б) фильтровые конденсаторы.

В/КЦ работает следующим образом. При очередном отпирании транзистора VT через дроссель L происходит колебательная зарядка последовательно соединенных конденсаторов С3 и С4 до напряжений UП (рис. 10а) и Uвых (рис. 10б). В первый момент после запирания транзистора VT напряжение на нем приблизительно равно нулю, поскольку ток фильтрового дросселя Lф отпирает диоды VDj, VD6, подключая тем самым соединяющиеся при этом в параллель конденсаторы С3 и С4 к транзистору последовательно с Свх (рис. 10а) и Свых (рис. 10б), то есть осуществляя вольткомпенсацию приложенного к транзистору напряжения. Далее накопленная в С3, С4 энергия полностью передается в цепь Свых через Lф, и происходит их перезарядка до напряжения, равного напряжению на С2, несколько превышающего UП (рис. 10а) или Uвых (рис. 10б). Следует отметить, что при каждой следующей колебательной перезарядке конденсаторов С3 и С4 не происходит резонансной раскачки амплитуды напряжений на них, так как для тока дросселя L всегда появляется шунтирующая С3, С4 цепь через соответствующий фильтровый конденсатор.

ЦОН работает следующим образом. При очередном запирании транзистора VT шунтирующий его конденсатор С1 заряжается до напряжения, несколько превышающего величину UП (рис. 10а) или Uвых (рис. 10б) из-за наличия паразитной индуктивности монтажных соединений, поглощая ее энергию и передавая ее затем в один из фильтровых конденсаторов через дроссель L2.

И наконец, T-LO/T представляет собой вспомогательную обмотку N2 трансреактора T-L, которая вместе со вспомогательным диодом VD' шунтирует дроссельно-диодную цепь N1-VD модулятора. Благодаря тому, что число витков N2 на 1-2 витка превышает N1, эта цепочка переключает на себя основную часть тока обмотки N1 в паузе, разгружая по току основной диод VD и снижая тем самым величину его инверсного «сверхтока» при запирании. При этом величина инверсного тока VD' демпфируется суммарной индуктивностью рассеяния обмоток трансреактора.

Преимуществом всех четырех рассмотренных цепей является отсутствие в них резисторов, снижающих КПД и требующих специальных теплоотводов.

Таким образом, предложенная схема является достаточно универсальной по своим функциям и может широко использоваться в большинстве подобных преобразовательных конвенторно-модуляторных устройств и инверторов на их основе.

Литература

  1. Резников С., Бочаров В., Парфенов Е., Гурен-ков Н., Корнилов А. Электроэнергетическая и электромагнитная совместимость вторичных источников импульсного питания с автономными системами электроснабжения переменного тока. Часть I. Критерии эффективности схемотехнических средств // Силовая электроника. 2009. № 3.
  2. Резников С., Бочаров В., Парфенов Е., Гурен-ков Н., Корнилов А. Электроэнергетическая и электромагнитная совместимость вторич-ных источников импульсного питания с автономными системами электроснабжения переменного тока. Часть II. Обзор и систематизация известных структур и схем основных узлов. Приближенные критерии оценки элементов // Силовая электроника. 2009. № 4.
  3. Резников С., Бочаров В., Парфенов Е., Гурен-ков Н., Корнилов А. Электроэнергетическая и электромагнитная совместимость вторичных источников импульсного питания с автономными системами электроснабжения переменного тока. Часть III. Обзор и анализ схемотехнических средств, выбор перспективных направлений модернизации // Силовая электроника. 2009. № 5.
  4. Резников С., Бочаров В., Парфенов Е., Гурен-ков Н., Корнилов А. Электроэнергетическая и электромагнитная совместимость вторичных источников импульсного питания с автономными системами электроснабжения переменного тока. Часть III, окончание. Обзор и анализ схемотехнических средств, выбор перспективных направлений модернизации // Силовая электроника. 2010. № 1.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2010_2_52.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо

Фасадный декор
Фасадных архитектурных элементов. Фасадный декор. Лепной декор из камня
fasadhouse.com.ua