Силовая электроника №2'2009

Одноключевые параллельные инверторы напряжения без постоянной составляющей тока в нагрузке

Евгений Силкин


При использовании современных двухоперационных силовых полупроводниковых вентилей возможно создание мощных преобразователей высокой частоты для электротехнологий на основе одноключевых (quarter-bridge) схем инверторов напряжения с простой параллельной компенсацией реактивности нагрузки.

Автономные одноключевые параллельные инверторы напряжения имеют предельно простые электрические схемы [1–5]. Они обладают целым рядом положительных свойств и позволяют создавать на своей основе эффективные и мощные преобразовательные устройства с высокотехнологичными и сравнительно недорогими конструкциями, что особенно важно для силовой электроники, в первую очередь, больших мощностей и частот. Одноключевые параллельные инверторы напряжения легко согласуются с наиболее распространенными типами нагрузок и легко регулируются. Они надежны, управляемы и могут работать на очень высоких частотах, в том числе в составе эл-етротехнологических систем различного назначения.

В преобразователях частоты большой мощности, в частности, для электротехнологий, как правило, необходимо использовать схемы автономных инверторов с закрытым входом, обеспечивающие, кроме того, отсутствие постоянной составляющей в токе нагрузки.

Но одноключевые инверторы без постоянной составляющей в токе нагрузки, по принципу действия, должны иметь закрытый вход, что требуется для исключения режима короткого замыкания источника питания в интервалах коммутаций вентилей, и не имеют, по определению, постоянной составляющей в токе нагрузки (за счет использования емкостной развязки).

Электротехнологическая нагрузка, в большинстве случаев слабодемпфированная, потребляет значительную реактивную мощность индуктивного или емкостного характера. Примерами энергоемких нагрузок индуктивного типа являются разнообразные индукционные нагреватели, а емкостного — барьерные лампы или озонаторы. Для компенсации реактивной мощности электротехнологических нагрузок используют дополнительные компенсирующие элементы с «противоположным» типом реактивности, соответственно, емкости для индуктивной или реакторы для емкостной нагрузки. Слабодемпфиро-ванная нагрузка с подключенным к ней компенсирующим элементом образует колебательный контур определенного вида. Наиболее предпочтительной обычно считают схему простой параллельной компенсации реактивной мощности нагрузки, то есть параллельный колебательный контур первого вида. А тип компенсации в принятой терминологии определяет, соответственно, и тип инвертора.

При этом аналогично известным и достаточно широко применяемым автономным однофазным одно-ключевым несимметричным или, по-другому, че-твертьмостовым (quarter-bridge) инверторам с постоянной составляющей тока в нагрузке, реализуются только две основные структуры (или «вида») одно-ключевых параллельных инверторов напряжения с закрытым входом без постоянной составляющей тока в нагрузке. Они приведены на рис. 1, 2. Для определенности принято, что нагрузка инвертора представляет собой индуктор Z электротермической установки.

  

Работа в режиме инвертора напряжения с простой параллельной компенсацией реактивности нагрузки требует, как известно, специального алгоритма управления. Существенно то, что реализуемым способом управления должна обеспечиваться значительная индуктивная расстройка параллельного нагрузочного контура и, следовательно, работа автономного инвертора на выходной частоте ω, которая лежит значительно ниже частоты резонанса ω нагрузочного контура, как правило, достаточно высокой добротности Q:

где L, r, С — параметры электрической схемы замещения нагрузочного контура параллельного типа.

Таким образом, в параллельных инверторах напряжения, по определению, невозможно обеспечить «полную» компенсацию реактивной мощности нагрузки. Это, безусловно, недостаток схем параллельных инверторов напряжения. Коэффициент использования вентилей по мощности kР в общеупотребительной формулировке для них сравнительно низок:

где P — выходная мощность инвертора; n — число силовых вентилей всех типов; UV, IV — максимальные значения напряжения и тока вентилей соответственно. Данный режим работы реализуется только в устройствах на полностью управляемых вентилях или их аналогах. Еще один недостаток — это необходимость выполнения условия: запуска параллельного инвертора напряжения одновременно с подачей напряжения питания. Однако, в целом, электрические режимы работы силовых вентилей в таких схемах благоприятны, что имеет основополагающее значение, в первую очередь, для применений на высоких частотах. Кроме того, производить оценку эффективности использования силовых вентилей по (2) при сравнении схем инверторов различных классов, работающих на высоких частотах, не всегда корректно. Как показали эксперименты и исследования тепловых моделей и надежности систем, в частности, с вентилями на полевых структурах, целесообразнее применять нормированный коэффициент использования вентилей по мощности kP:

где kА –— коэффициент амплитуды тока вентиля; IV — действующий ток силового вентиля.

Коэффициент амплитуды тока вентиля kА в (3) равен:

Схемы параллельных, в том числе, одно-ключевых инверторов напряжения характеризуются достаточно высоким значением коэффициента kP. В них обеспечиваются и условия «мягкой» коммутации вентилей.

В одноключевых параллельных инверторах напряжения без постоянной составляющей тока в нагрузке (рис. 1, 2) значения величин L1, L2, C1 индуктивностей L1, L2 и емкости C1 фильтра рекомендуется выбирать из зависимостей:

где Е — напряжение источника питания; P— выходная мощность инвертора при работе на нагрузку с максимальной (Q = max) добротностью; P= — выходная мощность при работе на нагрузку с минимальной (Q = min) добротностью; Т = 2πω–1 — период выходного сигнала. Это, в принципе, не означает, что при меньших значениях L1, L2, C1 рассматриваемые параллельные инверторы перестают быть работоспособными. Их характеристики лишь определенным образом модифицируются, а высокочастотные пульсации входного тока iE через дроссели L1, L2 и напряжения uF на конденсаторе C1 фильтра (разделительном) возрастают и могут достигать недопустимых величин. При выбранных же согласно (5) значениях величин индуктивностей L1, L2, и емкости C1 обеспечивается достаточно качественная фильтрация тока источника питания iE и напряжения uF.

Схема рис. 2 относится именно к параллельным инверторам напряжения [6]. Действительно, так как емкость фильтра С1 существенно превышает компенсирующую С емкость (С1 ≥ 8πС), то по высокой частоте со индуктор Z оказывается включенным фактически параллельно компенсирующей емкости С и образует с ней простой параллельный контур первого вида.

Несмотря на то, что в схеме одноключево-го параллельного инвертора напряжения без постоянной составляющей тока в нагрузке второго вида (рис. 2) действующий ток, протекающий через конденсатор фильтра С1, выше, она имеет конструктивно-технологические преимущества перед схемой первого вида (рис. 1). В инверторе второго вида конструкцией может быть обеспечена меньшая паразитная индуктивность цепей коммутации вентилей VT, VD, так как компенсирующая «высокочастотная» емкость С сравнительно малой величины и, соответственно, с низкой паразитной индуктивностью может быть соединена с силовыми вентилями ошиновкой с существенно меньшей собственной индуктивностью, не включающей, кроме того, паразитных индуктивностей конденсаторов «большой» емкости фильтра С1. Компенсирующая емкость С в схеме второго вида должна быть рассчитана на сравнительно большее рабочее напряжение. Однако действующий ток емкости С в инверторе второго вида меньше, чем в инверторе первого вида. Для схемы второго вида конденсаторы фильтра С1 вместе с нагрузочным индуктором Z могут быть вынесены в выходные цепи устройства или просто размещены, что очень важно, в отдельном блоке на требуемом расстоянии от преобразователя частоты. Для схемы первого вида в реальных условиях это не представляется возможным. В схеме второго вида также легко симметрируются потенциалы выводов индуктора Z и обеспечивается эффективная полная емкостная развязка, в том числе, удаленной нагрузки и источника питания за счет разделения (рис. 3) емкости фильтра С1 на две (С1, С2) части [7]. Емкостную развязку нельзя применить в одноключевых параллельных инверторах с постоянной составляющей тока в нагрузке.

Одноключевой параллельный инвертор напряжения второго вида работает следующим образом.

Цикл (период) T его работы может быть разделен во времени t на три интервала линейности: проводящего состояния встречно-параллельного диода — [t0, t1]; проводящего состояния управляемого вентиля — [t1, t2] и интервала паузы [t2, t9] или резонансного перезаряда компенсирующего конденсатора С.

На рис. 4 приведены временные диаграммы токов и напряжений на элементах рассматриваемой схемы одноключевого параллельного инвертора. На диаграммах даны: мгновенное напряжение uZ и ток iZiZ индуктора Z; мгновенное напряжение uV и мгновенные токи iT, iD транзистора VT и диода VD; мгновенное напряжение uC и ток iC компенсирующего конденсатора C; напряжение uF на разделительном конденсаторе и ток iE источника питания.

При этом отметим, что выполняется очевидное равенство:

где uТ, uD — мгновенные напряжения на транзисторе VT и встречно-параллельном диоде VD.

Обозначим интервалы линейности [t0, t1], [t1, t2] и [t2, t9], соответственно, как:

При снижении напряжения uС на компенсирующем конденсаторе С до нуля в момент времени t0 включается встречно-параллельный диод VD. Ток iD диода VD в момент времени t0+ скачком (если коммутацию считать мгновенной) возрастает от нуля до максимального значения ID, равного току iС(t0-) компен-сирующего конденсатора С непосредственно перед включением диода VD. Ток iС конденсатора С непосредственно после включения диода VD в момент времени t0+ становится равным нулю. Коммутационные потери во встречно-параллельном диоде VD при его включении малы, так как напряжение uD(t0) равно нулю. В интервале t1 ток iD диода VD изменяется по экспоненциальному закону от максимального значения ID до нуля. Напряжение uZ на индукторе Z в интервале линейности t1 равно напряжению uF на разделительном конденсаторе С1. При «большой» емкости фильтра С1, соответствующей (5), напряжение uZ на индукторе Z квазипостоянное. В момент времени t1-встречно-параллельный диод VD выключается. Далее (в момент t1+) включается и начинает проводить ток iT транзистор VT. Ток iT тран-зистора VT нарастает также по экспоненциальному закону от нуля до максимального значения IТ в течение интервала времени t2. Ток iZ индуктора Z в интервале линейности t2 изме-няет направление на противоположное (условно отрицательное). При этом напряжение uZ на индукторе Z в интервале t2 по-прежнему равно напряжению uF на разделительном конденсаторе С1. В момент времени t2 – транзистор VT выключается и начинается интервал t9 паузы или свободного резонансного перезаряда компенсирующего конденсатора С. Выключение транзистора VT также осуществляется при нулевом уровне напряжения uT на нем и, следовательно, тоже при минимальных коммутационных потерях. Мгновенное напряжение iC на конденсаторе С в интервале времени t9 изменяется от нулевого до максимального UC значения в момент времени t6, а далее снова спадает по колебательному закону до нуля (в момент времени t9). В момент времени t9, когда напряжение uС на компенси-рующем конденсаторе С снова становится равным нулю, заканчивается период T в работе инвертора. В следующем цикле T электромагнитные процессы в инверторе повторяются.

В интервале времени t9 напряжение uZ на индукторе Z дважды изменяет знак, а ток iZ достигает вначале минимального (максимального по модулю условно отрицательного значения) IZ, а затем максимального (условно положительного) I=Z значения. В интервале паузы t9 ток iZ индуктора Z также изменяет знак на противоположный, но только однократно. В момент времени t9 через индуктор Z протекает условно положительный ток iZ, равный:

Кривая выходного напряжения uZ одноклю-чевого параллельного инвертора напряжения содержит, кроме основной ω, и высшие гармоники. Выходное напряжение uZ, как видно на временных диаграммах рис. 4, является существенно несинусоидальным. А выходной ток iZ инвертора из-за фильтрующих свойств параллельного нагрузочного контура (L, r, С) имеет достаточно высокий уровень первой гармоники ω. Состав и величины высших гармоник в выходном токе iZ зависят от режима работы. Амплитуды отрицательной IZ и поло-жительной I=Z полуволн выходного тока iZ обычно не равны (по модулю).

Однако в рекомендуемых режимах работы они отличаются всего на 2–4%. Если произвести замену реальной кривой выходного тока iZ эквивалентным периодическим сигналом с амплитудой IZ, вычисляемой как

то коэффициент амплитуды kA эквивалентного периодического сигнала будет больше на 3–8% стандартной величины для чисто синусоидального тока:

где IZ — действующий ток индуктора Z.

Напряжение uF на разделительном конденсаторе С1 и входной ток iЕ имеют сравнительно незначительные пульсации (рис. 4) с частотой ω управления инвертором. Величины пульсаций уменьшаются с ростом значений емкости С1 конденсатора С1 и суммарной индуктивности L1, L2 дросселей L1, L2 фильтра.

Если использовать допущения, что вентили VT, VD идеальные, индуктор Z представляет собой последовательную электрическую схему с сосредоточенными параметрами L, r, фильтровая емкость С1 постоянно заряжена до напряжения источника питания Е, то есть пульсации напряжения uF на разделительном конденсаторе С1 и пульсации входного тока iЕ отсутствуют, а входной ток iЕ равен своему среднему значению IЕ, то в интервалах линейности t1, t2 электромагнитные процессы в инверторе описываются обыкновенными дифференциальными уравнениями первого порядка, а в интервале t9 — уравнениями второго порядка. В результате, можно сравнительно просто исследовать схему одноключевого параллельного инвертора напряжения второго вида аналитически, например методом при-пасовывания (интервальным методом).

На рис. 5 приведены эквивалентные расчетные схемы для инвертора напряжения на интервалах линейности t1, t2 и t9, соответственно, выполненные с учетом принятых допущений. На схемах отмечены направления токов IЕ, iZ, iD, iС , принятых за условно положительные. Ток iТ транзистора VT имеет противоположное направление относительно тока iD диода VD.

Для определенности и удобства представления рассчитываемых величин введем некоторые обозначения:

где ρ — волновое сопротивление нагрузочного контура; δ — показатель затухания; D — коэффициент затухания параллельного нагрузочного контура; Ω — собственная частота нагрузочного контура.

Коэффициент затухания D есть величина, обратная добротности Q нагрузочного контура:

При аналитических расчетах целесообразно использовать систему относительных единиц. Это позволяет отразить результаты в наиболее общем виде, инвариантном к уровням напряжений, мощностей и частот реального устройства. В качестве базовых величин для вычислений относительных токов, напряжений, мощностей, времен, частот, сопротивлений, индуктивностей и добротностей, соответственно, приняты:

При этом относительные единицы определяются следующим образом:

Три последних выражения для r *, L* и Q* в системе (14) равнозначны выражениям системы (15):

Из первой эквивалентной расчетной схемы при выбранных направлениях токов IЕ, iZ, iD для интервала t1 (при t > t0) в абсолютных единицах, для примера, можно записать:

где UZ— минимальное (максимальное по модулю отрицательное) напряжение на индукторе Z.

При этом в относительных единицах из системы (16) получаем:

В момент времени t1* ток iD* равен нулю. Из (17) определяем относительный интервал линейности t*:

В интервале t1 напряжения на транзисторе VT (uТ*), встречно-параллельном диоде VD (uD) и компенсирующем конденсаторе С (uС*) в соответствии с (6) равны нулю:

Переносим начало отсчета в точку t1*. В интервале линейности t2 токи iZ* индуктора Z и iT* транзистора VT, напряжение uZ* на индукторе Z определяются из зависимостей

Из системы (20) находим относительный интервал линейности t2:

Еще раз отметим, что ток iТ* транзистора VT имеет противоположное относительно тока iD* диода VD направление.

Вновь переносим начало отсчета в точку t2* и рассматриваем электромагнитные процессы на интервале линейности t9. На интервале t9 вентили VT, VD тока не проводят. Используя вторую эквивалентную расчетную схему, определяем величины токов iZ*, iС* и напряжений uZ, uС*, uТ*, uD*:

В момент времени t3* перехода тока iZ* ин-дуктора Z через минимальное (условно отрицательное) значение имеем:

Момент времени t3* равен:

В момент времени t4* перехода напряжения uZ* индуктора Z через ноль из отрицательной в положительную область значений имеем:

Момент времени t4* определяется из выражения:

В момент времени t5* ток iZ* индуктора Z переходит через нулевое значение в положительную область. Выполняется следующее условие:

Момент времени t5* выражается зависимостью:

В момент времени t5*, как уже отмечалось, напряжения uZ* на индукторе Z и uC* на ком-пенсирующем конденсаторе С максимальны. Напряжение uZ* на индукторе Z условно положительное. Можно записать:

Момент времени t6* равен:

Отметим, что интервал времени t6*–t2* удовлетворяет неравенству:

В момент времени t7* ток iZ* индуктора Z достигает максимального (положительного) значения. Выполняются условия:

Момент времени t7* определяется зависимостью:

В момент времени t8* напряжение uZ* на индукторе Z снова переходит через ноль, но из положительной в отрицательную область значений. Соответственно имеем:

Момент времени t8* равен:

И, наконец, в момент времени t9* напряжение uZ* на индукторе Z снова отрицательное. Напряжение uC* на компенсирующем конденсаторе С становится равным нулю. Можно записать следующие условия:

Момент времени t9* определяется выражением:

Из (37) с учетом (7) для интервала линейности t9* записываем:

При этом интервал паузы t9* должен также удовлетворять очевидному неравенству:

Уравнения системы (22) трансцендентные. Их можно разрешить относительно неизвестных величин методом итераций. Задача существенно упрощается, если учесть, что для любого применяемого способа управления рассматриваемым инвертором напряжения имеет место «привязка» к резонансной частоте ω* нагрузочного колебательного контура.

Считая интервал t9* резонансного перезаряда компенсирующего конденсатора С заданным, определяем неизвестные токи IE*, IT*, ID*: (40).

Используя (38), получаем из (40) выражение для максимального тока IT* транзистора VT в окончательном виде:



Функции А, В в выражении (38) определяются следующим образом: (42).

Мощность Р* инвертора в относительных единицах равна:


Мощность в выражении (43) определяется без учета электрических потерь в устройстве. Все приведенные ранее аналитические расчеты также выполнены без учета потерь.

Выходная мощность РZ* инвертора с потерями будет несколько ниже:

где η — коэффициент полезного действия инвертора.

Коэффициент полезного действия η — величина непостоянная и зависит от режима работы устройства.

Инвертор используется в системах электропитания и управления высокочастотных технологических установок. В реальных условиях его нагрузка обычно подвержена довольно значительным изменениям. Это выражается в изменении электрических параметров схемы замещения L* и r* индуктора Z, характеризующих потребление им, соответственно, реактивной и активной мощности.

На рис. 6 приведены характеристики параллельного инвертора при изменении активного сопротивления r*, на рис. 7 — при изменении индуктивности L* индуктора Z, а на рис. 8 — при изменении частоты управления ω* инвертором.



В относительных единицах, согласно (13), (14), активное сопротивление r* выражается как:

Добротность Q* индуктора Z в относительных единицах равна:

На рис. 6–8 соответствующие кривые даны для приведенных величин добротности Q=*ин-дуктора и нормированного входного тока 2 IЕ* инвертора:

что сделано для удобства представления (согласования) масштабов.

Под максимальным током индуктора Z понимается наибольшее по модулю значение из двух величин IZ* и I=Z*, а под максимальным напряжением на индукторе Z (рис. 8) — величина U=Z.

Коэффициент использования транзистора VT по мощности kP* равен:

При увеличении сопротивления нагрузки r* (рис. 6) выходная мощность PZ*, коэффициент использования kP* транзистора VT по мощности, максимальный ток транзистора IT* и время его проводимости t2* возрастают. Действующее выходное напряжение UZ*, выходная частота ω* инвертора и максимальные напряжения UT*, UD* на вентилях VT, VD меняются незначительно. Интервал t9* резонансного перезаряда компенсирующего конденсатора С при увеличении сопротивления нагрузки r* в 5 раз (что соответствует реальному диапазону изменения электротермической нагрузки) увеличивается с 1,32π до 1,49π:. Интервал проводимости t2* транзистора V T при этом изменяется от 0,53π до 0,68π.

При увеличении индуктивности L* индуктора Z (рис. 7) выходная мощность PZ * и коэффициент использования kP* транзистора VT по мощности уменьшаются, а выходное напряжение UZ* инвертора возрастает. Управление инвертором осуществляется таким образом, чтобы относительная выходная частота ω* оставалась неизменной (абсолютная же частота управления со изменяется пропорционально √L).

Изменение относительной выходной частоты ω* равносильно изменению интервала проводящего состояния t2* транзистора VT. При увеличении интервала t2* от 0,35π до 1,11π выходная мощность PZ* увеличивается в 4,5 раза. Интервал t2* резонансного перезаряда компенсирующего конденсатора С уменьшается от 1,53π до 1,18π. Однако в этом случае несколько снижается коэффициент использования kP* транзистора VT по мощности, и, что более важно, значительно возрастают (до 3,93) максимальные напряжения UT*, UD* на вентилях VT, VD. Несмотря на то, что выходное напряжение инвертора UZ* становится более высоким (до 1,52), возрастание максимальных напряжений UT*, UD* на вентилях VT, VD и токов IT*, ID* через них при увеличении интервала t2* является отрицательным моментом. Поэтому целесообразна работа с интервалами t9* от 1,30π до 1,50π.

Рассмотренный автономный параллельный инвертор напряжения без постоянной составляющей тока в нагрузке и c закрытым входом может быть рекомендован, в частности, для применения на высоких частотах в преобразователях для питания так называемых трансформаторных нагрузок. Такими нагрузками являются, например, одновитковые индукторы контуров закалочных установок или мощные генераторы озона. Трансформаторы в этих устройствах используются как согласующие элементы, а также служат для гальванической развязки источника питания и нагрузки.

Литература

  1. Изюмов Н. М., Линде Д. П. Основы радиотехники. 4-е изд., перераб. и доп. М.: Радио и связь, 1983.
  2. Моин В. С. Стабилизированные транзисторные преобразователи. М.: Энер-гоатомиздат, 1986.
  3. Авт. св. 1800659, СССР, МКИ Н05 В 6/06. Устройство для индукционного нагрева / С. В. Дзлиев, Е. М. Силкин, С. Н. Тазихин и др. // Б. И. 1993. № 9.
  4. Патент 2020711, РФ, МКИ Н02 М 5/458. Способ управления преобразователем частоты /Е. М. Силкин, Г. В. Мизин, А. И. Пахалин и др. // Б. И. 1994. № 18.
  5. Рогинская Л. Э., Иванов А. В., Мульменко М. М. и др. Электромагнитные процессы и параметрический синтез одновентильных инверторов с обратным диодом для электротермии // Электричество. 2003. № 12.
  6. З. 2009101618, РФ, МКИ Н02 М 7/5387. Автономный одноключевой параллельный инвертор напряжения / Е. М. Силкин // Б. И. 2009. № 1.
  7. З. 2009103491, РФ, МКИ Н02 М 7/5387. Параллельный инвертор напряжения / Е. М. Силкин // Б. И. 2009. № 2.

*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2009_2_50.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо