Силовая электроника №2'2009

Эволюция импульсных источников питания: от прошлого к будущему. Часть 3

Саркис Эраносян

Владимир Ланцов

Продолжен анализ истории развития импульсных источников питания. Описаны общие закономерности развития нового класса импульсных источников питания, а также рассмотрены пути оптимизации рабочей частоты транзисторных преобразователей напряжения. Проведен детальный анализ основных узлов сетевых блоков, построенных на основе высокочастотных транзисторных преобразователей напряжения с питанием от выпрямленного сетевого напряжения. Подробно описаны конкретные схемные решения, с помощью которых были решены многие частные технические проблемы, возникающие в процессе развития сетевых блоков питания нового типа. Обращено внимание на особенности развития и применения компонентной базы, которая использовалась в процессе разработки этих источников питания.

Все статьи цикла:

В предыдущей статье [1] описано развитие компонентной базы для импульсных источников вторичного электропитания в период с 1970 до 1980 г., в частности, речь шла о новых высоковольтных транзисторах с допустимым напряжением коллектор-эмиттер (UCER) 250 и 400 В. Приведены параметры этих транзисторов, особенно высоковольтного мезапланарного n-p-n-транзистора 2Т809А с UCER = 400 В, разработанного в 1972 году. В результате этого появилась реальная возможность разработки регулируемого преобразователя на основе высоковольтных отечественных транзисторов, который мог работать непосредственно от входного выпрямителя сетевого напряжения с постоянным напряжением на выходе его фильтра порядка 300 В. Таким образом, появился новый класс сетевых импульсных ИВЭ, построенных на основе стабилизированного преобразователя, который получил название «источник питания с бестрансформаторным входом» (БИВЭ). Основным преимуществом этого класса сетевых БИВЭ по сравнению с источниками электропитания на основе использования ключевых стабилизаторов напряжения (КСН) является отсутствие силового низкочастотного трансформатора. Одновременно с этим высокая рабочая частота преобразования от 5 до 100 кГц и более позволяла в этих БИВЭ существительно уменьшить габариты силового высокочастотного трансформатора и снизить объем выходного фильтра источника электропитания. Вместе с тем, как показано в [1], значительно усложнилась схема управления для блоков нового класса ИВЭ. Причем это усложнение в основном связано с большим количеством новых функциональных узлов устройств управления (УУ), несмотря на появление новых интегральных монокристальных или гибридных микросхем с повышенной степенью интеграции, таких как операционные усилители, триггеры, мультивибраторы, компараторы и т. п. Появление БИВЭ позволило значительно повысить удельную мощность pv, которая достигла к 1975 году уровня [1] 46 Вт/дм3 для лучших отечественных изделий аналогичного назначения с питанием от сети 220 В, 400 Гц. Однако разработанные для аппаратуры военного назначения, унифицированные БИВЭ [2] с выходной мощностью 100 Вт при питании от сети 220 В, 50 Гц имели в 1979 году удельную мощность 34 Вт/дм3 (например, блок 5 В, 16 А). В то же время унифицированные блоки типа УВИП [3], предназначенные для электропитания электронно-вычислительных машин (ЭВМ) единой серии ЕС ЭВМ мощностью 500 Вт, имели pv = 37,3 Вт/дм3 (например, блок 5 В, 100 А).

Как свидетельствует опыт научной и технической практики, всегда после создания нового класса какого-либо изделия через несколько лет появляется необходимость подробного анализа лучших образцов блоков этого типа. Это связано с тем, что в первые годы происходит активное усовершенствование структур, схем и конструкций блоков. Затем происходит серийное освоение выпуска блоков на заводах, где проводится ряд различных испытаний, в том числе климатических, механических, а также проверка параметров надежности изделий. Основная цель испытаний — проверка качества конструкции и технических параметров блоков на соответствие его параметров тем требованиям, которые приводятся в соответствующих нормативных документах, таких как технические условия (ТУ), инструкций по настройке, эксплуатации и т. п. При появлении в процессе испытаний каких-либо отклонений параметров от их значений, приводимых в документах, проводятся необходимые изменения в электрической схеме и в конструкции и/или в текстовых документах. Все изменения должны обязательно согласовываться с представителем заказчика (ПЗ) изделия.

В результате блоки, успешно прошедшие весь цикл испытаний, изготавливаются на серийном заводе и поставляются на действующие объекты РЭА. В процессе эксплуатации изделия проходят наработку времени в реальных условиях. В случае отказов блоков при работе в комплексах РЭА блоки ремонтируются или заменяются из состава ЗИП-комплекта. При этом информация об отказе блока через службы надежности для анализа поступает на завод-изготовитель и далее доводится до разработчика, который дает заключение о характере отказа и рекомендации либо для производителя изделия, либо при необходимости согласовывает с ПЗ процедуру внесения изменений в техническую документацию блока. Таким образом, именно после эксплуатации в действующей аппаратуре появляются данные о практической надежности, «живучести» изделий нового класса ИВЭ. В этом случае при положительных данных работы в составе РЭА можно осознанно проводить анализ характерных особенностей новых типов БИВЭ.

Анализ нового класса изделий проведем на основе объемных показателей отдельных узлов, входящих в состав блока питания [1] корабельного комплекса РЭА. Напомним параметры этого блока БИВЭ на выходную мощность Pвых = 400 Вт [Uвых 82–83 В, ток нагрузки 4,7–4,8 А]. На вход блока подается трехфазное напряжение 220 В, 400 Гц. На рис. 1 приведены параметры объемов отдельных узлов этого БИВЭ. Причем будем считать, что все узлы имеют форму параллелепипеда с одинаковой площадью большой грани, тогда высота другой грани будет фактически «отражать» долю в объеме всего блока. Таким образом, на оси ординат изображен «условный» объем (V) отдельных узлов и всего блока БИВЭ в дм3, а по оси абсцисс приведена «условная» площадь (S) большой грани параллелепипеда. В научных исследованиях применим философский принцип, который упрощенно можно сформулировать так: от частного к общему, от общего к частному.

В нашем случае эта цепочка выглядит следующим образом:

  • Появился первый высоковольтный транзистор 2Т809А (1972 г.).

  • Началась разработка транзисторного преобразователя с частотой до 10 кГц с питанием от напряжения 300 В.

  • Почти одновременно было начата разработка специального блока питания, работающего на кабель.

  • В процессе исследования макетных узлов нового блока были решены сложные технические проблемы работы силовой части и схемы управления, связанные как со спецификой коммутации высоковольтного транзистора, так и с применением в УУ новых серий монокристальных и гибридных аналоговых и цифровых микросхем.

  • Отработана и проверена электрическая схема и разработана конструкция нового блока (БИВЭ) (1974 г.).

  • Изготовлены опытные образцы новых блоков, которые успешно прошли все испытания на соответствие требованиям ТУ.

  • Образцы блоков поставлены в новую аппаратуру специального комплекса РЭА, в составе которого успешно прошли испытания в реальных условиях эксплуатации (1975 г.).

После этого типовая схема высокочастотного транзисторного преобразователя блоков нового класса ИВЭ была использована в других новых комплексах РЭА. С целью улучшения параметров силового преобразователя настала пора исследовать все узлы блока нового класса на предмет дальнейшего развития и совершенствования отдельных его составляющих, то есть перейти от общего (серийный блок) к частному, провести анализ всех узлов, из которых блок фактически состоит. Для этого рассмотрим рис. 1.

Судя по рисунку, наибольший объем — 2,1 дм³ — составляет узел «мостовой преобразователь» (МП), без силового трансформатора (Тр.с), объем которого 0,9 дм³. Следующий узел по величине — это элементы входного (сетевого) и выходного (ВЧ) фильтра — 1,6 дм³. Далее следует устройство управления БИВЭ (УУ) — 1,2 дм³. Мост Ларионова (сетевой) и выходной (ВЧ) мостовой выпрямитель занимают 0,9 дм³. Наконец, фильтр подавления радиопомех (ФРП) и прочие элементы БИВЭ, не вошедшие в названные узлы, занимают по 0,9 дм³ каждый. Рассмотрим возможные пути улучшения отдельных узлов для блоков нового класса ИВЭ.

Общие пути оптимизации узлов БИВЭ

Транзисторный ВЧ-преобразователь

Этот узел включает в себя силовые высоковольтные транзисторы с теплоотводами, специальные схемы (дроссели, RCD-цепи), назначение которых — уменьшить «мгновенные» мощности потерь, возникающих в транзисторах в интервалах их коммутации (фронт — tф и спад — tс), до значений, допустимых по ТУ на эти транзисторы. В общем случае для преобразователей с ШИМ-модуляцией рабочей длительности импульсов динамические потери Pдин тр (Вт) зависят от частоты преобразования по известной формуле [4], например, для однотактной схемы с двумя одновременно включаемыми биполярными транзисторами («косой мост»):

где Iк — эквивалентный прямоугольный импульс тока коллектора, f— частота преобразования, кГц, Uвх max — максимальное напряжение на коллекторе транзистора с учетом верхнего диапазона повышения сетевого напряжения, tф и tс — фронт и спад, мкс.

Отметим, что в этой формуле множитель 2/3 отражает динамические потери в транзисторе при квадратичном изменении тока коллектора за время его переключения, согласно [5]. Следует заметить, что согласно формуле (1) динамические потери в транзисторах преобразователя, по сути, пропорциональны рабочей частоте коммутации f, то есть Pдин тр = F{f}. Причем расчеты можно проводить по формуле (1), которая не учитывает наличие или отсутствие специальных схем для снижения «мгновенных» мощностей потерь в транзисторах. Это объясняется тем, что эти специальные схемы, по существу, «вычитают» мощность потерь из кристалла транзистора, но при этом ее же рассеивают в своих пассивных и активных элементах. Расчеты и инженерная практика это утверждение подтверждают.

Силовой ВЧ трансформатор

Объем магнитопровода ВЧ трансформатора зависит от произведения активного поперечного сечения Sст (см²) магнитопровода на площадь окна Sо (см²) сердечника, заполняемого обмотками трансформатора. Это произведение для однотактной схемы преобразователя определяется следующим образом [4]:

где Pгаб — габаритная мощность трансформатора, ΔB — диапазон изменения магнитной индукции в сердечнике за время рабочего импульса, Тл, j — плотность тока в обмотках трансформатора, А/мм², ηтр — прогнозируемый КПД трансформатора, kc — коэффициент, учитывающий эффективное заполнение площади поперечного сечения сердечника магнитопровода ферромагнетиком, kм — коэффициент, учитывающий степень заполнения окна сердечника медью обмоток, f— частота преобразования, кГц. Как видно из формулы (2), параметр Sст×Sо обратно пропорционален ΔB и f, то есть Sст×Sо=F{ΔB,f}. Необходимо обратить внимание, выбор ΔB зависит как от схемы преобразователя, так и от характеристик материала сердечника: параметров петли перемагничивания, остаточной индукции Br , индукции насыщения Bs и от удельных потерь Pуд для материала магнитопровода. В свою очередь, Pуд зависит от ΔB,f и температуры сердечника трансформатора. Можно облегчить выбор некоторых параметров, если определить материал магнитопровода. Для частот преобразования в диапазоне от 100 до 300 кГц в настоящее время наиболее предпочтительны ферритовые сердечники [6]. При частотах от 10 до 100 кГц, в некоторых случаях, особенно при мощности блоков выше 2 кВт с ферритами могут конкурировать сердечники на основе аморфного железа [7]. Для однотактных преобразователей можно задать некоторые параметры, которые могут облегчить процедуру выбора оптимальной частоты преобразования. Так, например, для диапазона от 100 до 300 кГц приходится выбирать индукцию ДB от 0,12 до 0,05 Тл, причем это справедливо как для отечественных, так и зарубежных ферритов. Этот диапазон индукции объясняется сильной зависимостью его от удельных потерь материала при возрастании частоты преобразования.

Например, для феррита марки 2500НМС-1 удельные потери при ΔB = 0,1 Тл составляют: при 100 кГц — ≈70 Вт/кг; 120 кГц — ≈85 Вт/кг; 150 кГц — ≈120 Вт/кг. Однако уже при ΔB = 0,06 Тл потери составляют при частоте 200 кГц примерно 25-35 Вт/кг. Наименьшие потери имеют японские ферриты: например, фирмы TDK марки H7C4 (новое обозначение — PC40, PC44) на частоте 200 кГц — ≈19 Вт/кг (при ΔB = 0,07 Тл); при той же частоте 200 кГц — ≈ 8 Вт/кг (при ΔB = 0,05 Тл). Отметим, что один из лучших европейских ферритов фирмы Siemens марки № 67 имеет удельные потери на частоте 300 кГц примерно 22 Вт/кг (при ΔB = 0,05 Тл).

Таким образом, процедура определения для ВЧ силового трансформатора оптимальной частоты преобразователя состоит в выборе конкретного типа сердечника в условиях, когда задана марка феррита, а также диапазон прогнозируемой рабочей частоты. В общем случае, на каждой расчетной частоте производится выбор сердечника при вариациях индукции ΔB, затем рассчитываются все параметры трансформатора, в том числе все потери мощности, перегрев сердечника, его объем и площадь поверхности, которая необходима для выбора типа и размера охладителя. Надо отметить, что максимальная температура, при которой нормируются основные параметры ферритовых сердечников, равна 100… 120 °С. Отсюда следует, что температура перегрева сердечника силового ВЧ трансформатора должна быть не более 40… 50 °С. Эта величина образуется с учетом температуры окружающей среды, например, +50 °С плюс перегрев 15… 20 °С внутри блока питания.

Входной и выходной фильтры

Этот узел включает в себя входной L-C-фильтр, который устанавливается на выходе сетевого выпрямителя, а также выходной L-C-фильтр, который установлен на выходе ВЧ-выпрямителя. Так как входной фильтр зависит от частоты сетевого напряжения, схемы выпрямителя и мощности, потребляемой БИВЭ от сети, а выходной фильтр явно зависит от рабочей частоты преобразования блока, то целесообразно их параметры рассматривать независимо друг от друга:

  1. Выходной ВЧ-фильтр.

    Рассмотрим вопросы формирования и расчета электрических параметров дросселя и конденсатора выходного фильтра при выборе оптимальной частоты преобразователя.

    1.1. Расчет параметров выходного дросселя фильтра.

    1.1.1. Минимальную индуктивность дросселя ВЧ-фильтра Lmin (мкГн), согласно [4], можно определить следующим образом:

    где Uн — выходное напряжение блока, γmin— минимальный коэффициент заполнения импульсов, а Iн min — минимальный ток нагрузки (обычно берут 0,1 Iн ном ), f— частота преобразования, кГц. Судя по формуле (3), величина индуктивности Lдр обратно пропорциональна частоте f .

    1.1.2. После этого, тем или другим образом, зная энергию, которую должен запасти сглаживающий дроссель, можно определить объем Vсер (мм³) сердечника магнитопровода. Например, для материала типа МП-140 его можно определить по выражению из статьи [8]:

    где L, мкГн, Iн—ток подмагничивания дросселя, который равен току нагрузки.

    1.1.3. Затем выбирается тип магнитопровода, то есть параметр Sст, Sо, и длина средней силовой магнитной линии lср. Согласно [8], эффективность накопления магнитной энергии индуктивным элементом можно оценить величиной изменения плотности энергии (Дж/(А/м²)), приходящейся на единицу изменения напряженности магнитного поля и индукцией в сердечнике. Эта функция для материала МП-140 имеет экстремум при напряженности H магнитного поля, равной 3072 А/м.

    1.1.4. Теперь можно найти число витков обмотки ωдр дросселя ВЧ-фильтра по[4]:

    где Lдр , мГн, lср, см, μ — магнитная проницаемость материала сердечника, Sст, см².

    Отметим, что режим работы дросселя ВЧ-фильтра соответствует режиму работы индуктивного элемента при некотором постоянном значении напряженности (H) и небольших амплитудах переменной составляющей ΔH магнитного поля, которая определяется изменением индукции ΔB.

    Изменение индукции (Тл), которая зависит от переменной составляющей ULэф напряжения на дросселе, можно определить из [4]:

    где Sст, см², а f , кГц.

    1.1.5. Удельные потери материала сердечника дросселя, как и ВЧ-трансформатора, зависят от ΔBдр и f, то есть Pуд др = F(ΔB, f). Например, потери Pуд др для материала МП-140 на f= 200 кГц при ΔB = 0,1 Тл составляют ≈120 Вт/кг, а при ΔB = 0,07 Тл они будут ≈34 Вт/кг. В результате можно определить потери в манитопроводе Pдр.с ВЧ-дросселя фильтра [4]:

    где Pуд др, Вт/кг, а mдр — масса сердечника дросселя фильтра, г.

    Разумеется, общие потери в дроссели, так же как и в силовом трансформаторе, включают в себя, кроме потерь в манитопроводе, и потери в меди, то есть в проводах обмотки дросселя.

    Таким образом, процедура определения для в/ч дросселя выходного фильтра оптимальной частоты преобразователя состоит в выборе конкретного типа сердечника дросселя в условиях, когда задана марка магнитопровода, а также диапазон прогнозируемой рабочей частоты. В общем случае, на каждой расчетной частоте производится выбор сердечника при вариациях индукции ДB, затем рассчитываются все параметры ВЧ-дросселя, в том числе суммарные потери мощности и перегрев сердечника.

    1.2. Расчет параметров конденсатора выходного фильтра.

    1.2.1. По формулам, приведенным в [4], рассчитываются относительное значение пульсации S(%) 1-й гармоники на входе выходного ВЧ-фильтра, а также коэффициент пульсаций ап (%). После этого можно найти коэффициент подавления пульсаций Qп = S/ап выходного фильтра.

    1.2.2. При известной величине дросселя фильтра L (п. 1.1.1), так же по [4], находим емкость, Cф (мкф) выходного фильтра блока питания:

    где Lдр, мкГн, аf, кГц.

    Судя по (8), величина Cф обратно пропорциональна квадрату частоты преобразования f . Уточним еще раз, что речь идет об однотактных преобразователях, в которых частота импульсов на входе ВЧ-фильтра равна рабочей частоте. Таким образом, процедура определения для ВЧ-конденсатора выходного фильтра оптимальной частоты преобразователя состоит в выборе конкретного типономинала конденсатора при условии, когда задана его марка, а также диапазон прогнозируемой рабочей частоты. Разумеется, этот выбор необходимо проводить с учетом эффективной емкости конденсатора на рабочей частоте kэф. Эти коэффициенты можно рассчитать, так как они представляют собой аналитические функции kэф=F(f), которые аппроксимируют графические кривые, приводимые в технических условиях на соответствующие типы конденсаторов, в том числе и танталовых. Коэффициенты для некоторых типов конденсаторов, которые были рассчитаны преподавателем математики Л. Е. Купинской специально для пакета прикладных программ (PREOB, программист И. Н. Ермилова), разработанного в НПО

    «Дальняя связь» [4, 9,10]. Этот пакет программ был предназначен для расчета на ЭВМ преобразователей и всех основных его параметров, в том числе и для поиска оптимальной частоты преобразования.

  2. Входной фильтр БИВЭ.

    Этот узел включает в себя входной L-C или С-фильтр, который устанавливается на выходе сетевого выпрямителя. Расчет параметров входного фильтра с индуктивной реакцией можно выполнить по [11], а для емкостного фильтра можно применить методику из [4]. Как уже указывалось, один из первых БИВЭ на мощность 400 Вт питался от первичной трехфазной сети 220 В, 400 Гц. Надо отметить, что радиоэлектронные и вычислительные комплексы корабельных систем в основном имели отдельный, специальный источник первичного напряжения частоты 400 (500) Гц. На объектах летательных и бортовых комплексов аппаратуры аналогичного назначения имелся источник первичного напряжения частоты 1000 Гц, и даже в отдельных случаях использовались специальные генераторы, работающие на более высоких частотах (до 5 кГц). Следует подчеркнуть, что применение специальных генераторов для РЭА, полностью развязанных от силовой энергетической сети, например, корабельной сети 220 В, 50 Гц, позволяло значительно улучшить параметры электромагнитных помех в аппаратуре, в том числе и с точки зрения электромагнитной маскировки аппаратуры от систем обнаружения. Одновременно с этим значительно улучшались технические параметры первичной сети для РЭА, что автоматически приводило к уменьшению габаритов вторичных источников питания и повышению их надежности. Это особенно ясно, если принять во внимание, что силовая корабельная сеть среди других параметров имела дополнительно еще один из самых тяжелых режимов. Речь идет о повторно-кратковременном режиме с данными 220 В (+15, –25)%. В связи с этим необходимо отдельно рассматривать параметры входного фильтра для варианта питания БИВЭ от первичной сети 400 Гц и при питании от сети 50 Гц.

    2.1. Входной фильтр БИВЭ при питании от сети 400 Гц.

    В этом случае появляется возможность применить фильтр с индуктивной реакцией, то есть L-C-фильтр. Как следует из принципа работы такого фильтра, проблема зарядки конденсатора фильтра Cфвх решается ограничением тока заряда индуктивным сопротивлением дросселя фильтра Lдрвх. Однако надо иметь в виду, Cфвхчто есть и другая особенность индуктивного фильтра: склонность к резонансному процессу заряда конденсатора Cфвх которая может возникнуть при определенных соотношениях реактивных параметров фильтра и эквивалентного активного сопротивления rвх, последовательно включенного в цепь заряда. Это «критичное» соотношение параметров легко определяется на этапе расчета параметров входного фильтра. При этом, если нет условий для резонансного заряда, например, в первом варианте БИВЭ на выходную мощность 400 Вт, в котором значения параметров были Cфвх=200 мкФ, Lдрвх = 2,5 мГн, а rвх > 3 Ом. В этом варианте процесс зарядки конденсатора практически имел апериодический характер. Однако в конечной редакции параметров этого БИВЭ, а также для последующих его модификаций на выходную мощность 200 Вт, параметры фильтра были: Cфвх = 15мкФ, Lдрвх = 4млГн, а rвх > 2 Ом. В этом случае заряд конденсатора носил резонансный характер, в результате чего максимальное напряжение на Cфвх, а значит, и входное напряжение Uвх max для транзисторов мостового преобразователя могло достигать 600 В, что недопустимо для транзистора 2Т809А. Для решения этой проблемы запуск импульсов управления, подаваемых на силовые транзисторы преобразователя, осуществлялся через ≈1,5 с. В течение этого времени конденсатор фильтра успевал разрядиться до безопасного напряжения Uвх max = 320 В. При этом напряжение «зарядного горба» на конденсаторе, благодаря выравнивающим резисторам, по существу делилось на два, что, в конечном итоге, обеспечивало безопасное напряжение UCE на каждом силовом транзисторе в закрытом состоянии не более 310 В.

    Как видно из [11], объем L-C-фильтра в основном зависит от параметров входной сети (напряжения, частоты), мощности потребления блока от сети, а также от схемы входного выпрямителя и коэффициента пульсации на выходе фильтра. Причем допустимая величина индуктивности дросселя Lдрвх обратно пропорциональна частоте сети, а емкость Cфвх обратно пропорциональна квадрату частоты сети.

    2.2. Входной фильтр БИВЭ при питании от сети 50 Гц.

    Объем емкостного фильтра, согласно [4, 12], в основном тоже зависит от параметров входной сети, мощности потребления, схемы входного выпрямителя и коэффициента пульсации на выходе фильтра. Причем емкость Cфвх обратно пропорциональна частоте сети.

    Таким образом, можно утверждать, что в общем случае объем входного фильтра БИВЭ не зависит от рабочей частоты преобразователя.

Входной выпрямитель сети и выходной ВЧ-выпрямитель

Этот узел включает в себя как входной выпрямитель сетевого напряжения, не зависящий от частоты преобразователя, так и выходной ВЧ-выпрямитель, который зависит от рабочей частоты, действующей на его входе. В связи с этим целесообразно их параметры рассматривать независимо друг от друга:

  1. Входной выпрямитель сети. Расчет параметров входного выпрямителя можно выполнять по [4, 11]. Причем очевидно, что объем входного выпрямителя зависит от параметров входной сети (напряжения, частоты, числа фаз), мощности потребления блока от сети, а также от схемы выпрямителя.

  2. Выходной ВЧ-выпрямитель.Расчет параметров выходного ВЧ-выпрямителя приведен в [4].

Так как нас интересует зависимость объема выпрямителя от рабочей частоты преобразования, то мы рассмотрим потери мощности в диодах на основе методики расчета этих потерь [4], где они выполнены для схем однотакт-ных прямоходовых преобразователей. Так как статические потери мощности в диодах ВЧ-выпрямителя не зависят от частоты преобразования, то проанализируем только динамические потери, которые согласно [4] равны:

где Pдин vD1 — динамические потери в выпрямительном диоде VD1 (Вт), U2м min—минимальное амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке силового трансформатора, trr— время восстановления обратного сопротивления диода в мкс, f— частота импульсов на входе ВЧ-выпрямителя.

Динамические потери Pдин vD2 (Вт) для коммутирующего (нулевого) диода VD2 по [4] будут:

где kд — коэффициент, учитывающий пик тока в процессе перекоммутации диода VD2; kд = 1,5 — для диодов на основе p-n-перехода; kд= 1,0 — для диодов Шоттки или диодов с так называемой тонкой базой (ultrafast recovery).

Таким образом, процедура определения для выходного ВЧ-выпрямителя оптимальной частоты преобразователя состоит в выборе конкретного типа ВЧ-диода с учетом динамических потерь, которые пропорциональны рабочей частоте. При этом считается заданным диапазон прогнозируемой рабочей частоты преобразователя.

Устройство управления БИВЭ

Прежде чем рассматривать проблемы совершенствования систем управления в блоках БИВЭ, необходимо коснуться вопроса относительного объема УУ к объему всего блока. По данным исследований параметров отечественных и европейских зарубежных ИВЭ аппаратуры связи [9] был построен график (рис. 2), который отражает процентное соотношение объема схем управления (Vуу ) по отношению ко всему объему ИВЭ (Vивэ) в зависимости от мощности нагрузки Pн. На рисунке видно, что в блоках мощностью от 5 до 10 Вт УУ занимает до 20-25% всего объема ИВЭ. При мощности 30-35 Вт это отношение начинает быстро падать, и уже при 50 Вт оно становится около 10%. Максимум кривой (35%) приходится на блоки мощностью около 20-25 Вт. Можно предположить, что такой характер зависимости объема схемы управления от мощности ИВЭ объясняется следующими обстоятельствами. В блоках малой мощностью ≈7 Вт применяются простейшие схемы преобразователей, в которых упрощены как система управления силовым ключом, так и все виды защит. Тенденция уменьшения объема УУ для блоков больше 50 Вт так же очевидна, так как значительно возрастает объем всего блока питания, ввиду увеличения размеров составляющих элементов его силовой части. Относительно экстремума при мощности ≈20 Вт, то возможно, это связано с тем, что при этих мощностях уже приходится серьезно усложнять схемы управления и защиты, чтобы повысить КПД блока и его надежность, но в то же время его силовая часть еще не столь велика. Несмотря на то, что эта кривая построена по данным ИВЭ, использующих первичные сети постоянного напряжения аппаратуры связи — 24, 48, 60 В, как показала практика, она может быть полезна и для анализа бестрансформаторных сетевых блоков питания. Возможно только, что экстремум кривой будет смещен в область больших мощностей нагрузки (40–50 Вт).

Как было сказано, удельная мощность для БИВЭ мощностью 400 Вт составила pv = 46 Вт/дм3, при этом УУ имело объем 1,2 дм³. Теперь вообразим, что нам удалось уменьшить объем УУ в 6 раз, то есть снизить его до 0,2 дм³. В результате суммарный объем БИВЭ станет 7,7 дм³, при этом удельная мощность будет ≈52 Вт/дм³, то есть она возросла всего на 11%. Отсюда следует, что объем блоков питания, имеющих мощность более 400 Вт, практически не зависит от объема устройства управления.

Объем устройства управления БИВЭ может зависеть от оптимальной частоты преобразователя в части применяемых в нем моточных изделий и реактивных элементов. К ним относятся: трансформаторы для управления силовыми ключами преобразователя, датчики силовых импульсных токов, а также элементы схем фильтров вспомогательных ИВЭ для УУ, которые питаются от одной из вторичных обмоток силового ВЧ-трансформатора. Обычно эти моточные и реактивные элементы занимают 15–20% объема УУ. Остальные узлы и элементы схемы управления практически не зависят от частоты преобразования. Отметим очень сильную зависимость объема УУ от элементной базы, а также от вида технологии, применяемой при ее изготовлении. Об этом мы будем вести речь позднее.

Фильтр подавления радиопомех

Обычно в качестве ФРП применяются два последовательно включенные звена Г-образ-ного фильтра L-C, которые установлены в каждую фазу питающей сети. Конденсаторы ФРП включаются между корпусом прибора, блока и дросселем фильтра. Обычно комплексный импеданс каждого звена ФРП зависит от частоты питающей сети, а ток, протекающий через дроссель фильтра, определяется мощностью потребления блока питания от сети. Отсюда следует, что параметры ФРП, а также его объем практически не зависят от рабочей частоты преобразователя.

Прочие элементы БИВЭ

В перечень этих элементов входят: коммутационные изделия — разъемы, предохранители, цепи разряда энергии, накопленной в конденсаторе входного сетевого фильтра (Ркл), который при отключении блока питания должен принудительно разряжаться до величины напряжения, безопасного для обслуживающего персонала, элементы индикации, контроля и т. п. Объем этого узла в основном зависит от частоты питающей сети, а также от выходной мощности БИВЭ. Кроме того, следует отметить, что собственно потери в общем объеме блока питания, возникающие из-за неоптимальной стыковки конструкций отдельных субблоков, как правило, обусловлены разными типами технологий их изготовления. По мере развития техники, элементной базы и технологии устройств силовой электроники эти потери должны все время уменьшаться. Можно утверждать, что если все узлы БИВЭ будут изготавливаться на единой технологической основе, например, на основе унифицированных силовых интегральных модулей [13], то это, безусловно, обеспечит минимизацию объема этого узла, вплоть до его исключения.

Частные технические проблемы, решаемые в процессе эволюции БИВЭ

Проблема зарядки конденсатора входного фильтра

Как уже было отмечено, проблема чрезмерно больших токов зарядки конденсатора фильтра входного выпрямителя (ВВ) при первичных сетях переменного тока частотой 400 Гц и выше решается применением L-C-фильтра. В этом случае нужно только учитывать параметры колебательности фильтра.

Совсем иная картина зарядки этого конденсатора при сетях переменного тока частотой 50, 60 Гц. Дело в том, что величина емкости этого конденсатора в БИВЭ обычно 100–300 мкФ при мощностях блоков от 100 до 400 Вт. Эта емкость определяется не только мощностью БИВЭ, но и условием сохранения работоспособности блока питания (holding time) при пропадании периода питающей сети [4]. Схемы, обеспечивающие ограничение тока зарядки конденсатора (УЗК) низкочастотного фильтра, можно разделить на следующие виды:

  • с токоограничительным терморезистором;

  • с нелинейной цепью, содержащей, например, тиристор, управляемый от маломощной обмотки силового трансформатора преобразователя;

  • с фазовым управлением тиристора.

Следует отметить, что схема УЗК с терморезистором, имеющим отрицательный температурный коэффициент сопротивления (ТКС), достаточно проста и надежна. Она хорошо себя зарекомендовала в бытовой аппаратуре. Однако для блоков аппаратуры промышленного или оборонного назначения применение такой структуры недопустимо, по многим причинам. Одна из них — это характеристика готовности блока питания к повторному включению, практически сразу после его выключения, как штатного, так и нештатного, например, при срабатывании одной из защит. Невозможность обеспечения этой характеристики блока питания объясняется большим временем «остывания», то есть восстановления «холодного» сопротивления терморезистора (до нескольких минут). Для БИВЭ, применяемых в таких системах, используются УЗК на основе нелинейных цепей заряда.

Первоначально, с целью упрощения схемы тиристор, закорачивающий зарядный резистор, включался постоянным напряжением, подаваемым на управляющий переход тиристора. Это напряжение формировалось после запуска преобразователя. При этом очевидно, что момент включения тиристора не был связан с фазой сетевого напряжения. В результате этого при включении тиристора, например, при амплитуде сетевого напряжения, возникали большие импульсные токи (80–100 А) до-заряда конденсатора фильтра. Для значительного снижения этих токов был предложен французский патент [14], в котором бросок тока заряда конденсатора в схеме для питания телевизоров уменьшался с 45 до 17 А. В другой публикации [15] говорилось о применении импульсного включения тиристора, которое обеспечивалось в каждом полупериоде сети. В этом случае схема фазового включения тиристора (ФВТ) формирует оптимальный импульс отпирания тиристора, в момент его минимально-допустимого анодного напряжения. Это напряжение, например, для тиристора 2У202Н равно 10 В.

Запуск и питание устройства управления

Устранение из схемы сетевого блока питания низкочастотного силового трансформатора значительно усложнило обеспечение вспомогательным электропитанием узлов УУ. Основные пути решения проблемы запуска БИВЭ изложены в [2]:

  • применение низкочастотного маломощного трансформатора;

  • автогенератор, подключенный через гасящее устройство к сети;

  • предварительное накопление энергии для запуска УУ преобразователя, от которого потом осуществляется питание узлов управления с одной из обмоток силового трансформатора;

  • использование для запуска УУ части энергии заряда конденсатора фильтра входного сетевого выпрямителя.

Применение низкочастотного трансформатора может быть оправдано только при мощности БИВЭ более 300 Вт. Например, применение схемы запуска с трансформатором типа ТПП на частоту 50 Гц в блоке на 100 Вт ухудшает его удельную мощность на 20–30%. Применение для питания УУ автогенератора, который подключается к сети через выпрямитель и гасящее устройство, как правило, это конденсатор, применяется редко из-за больших габаритов балластного конденсатора. Третий способ запуска предусматривает медленное [16] или быстрое [17] накопление энергии для запуска в конденсаторе (Cзап), затем включение скачком автогенератора питания УУ. Однако в первом случае время запуска БИВЭ возрастает до нескольких секунд, а во втором усложняется схема и появляется высоковольтный транзисторный ключ.

Последняя группа запуска характерна тем, что эти устройства основаны на принципе использования части энергии, которая выделяется при включении на реактивных элементах входного низкочастотного фильтра. Одна из них предложена японскими специалистами [18]. В схеме этого патенте переменное напряжение поступает через выпрямитель на L-C-фильтр. В процессе накопления заряда в конденсаторе Cфвх фильтра осуществляется отбор части энергии с помощью дополнительных обмоток силового дросселя Lдрвх. Напряжение от этих обмоток выпрямляется диодами, заряжая накопительный конденсатор Cзап, от которого обеспечивается питание УУ. Понятно, что описанная схема предназначена для первичных сетей с частотой 400 Гц и более, так как дроссель на частоту 50 Гц имеет большие габариты.

В качестве альтернативного решения для схемы запуска и питания УУ (зап. УУ) БИВЭ с питанием от промышленной сети частотой 50 Гц, которая использует емкостной входной фильтр, можно рассмотреть ее вариант, предложенный в [19]. На рис. 3 представлена упрощенная схема запуска БИВЭ с устройством разряда конденсатора фильтра Ркл. Как видно на рисунке, напряжение сети Uс после выпрямителя ВВ поступает на конденсатор низкочастотного фильтра Cфвх через узел УЗК, состоящий из диода D1, накопительного конденсатора Cзап и ограничивающего ток зарядки резистора R1. Параллельно этой цепи включен тиристор VT1. По мере накопления заряда в конденсаторе Cзап, его напряжение достигает величины Uп.АГ, достаточной для запуска скачком автогенератора (АГ) схемы управления. Автогенератор построен по двухтактной схеме преобразователя со средней точкой в первичной обмотке трансформатора Тр.АГ. Вторичные обмотки этого Тр.АГ образуют через выпрямители и фильтры все необходимые вспомогательные напряжения для узлов УУ, а также выполняют другие важные функции в алгоритме функционирования устройств БИВЭ.

После включения УУ начинает работать транзисторный преобразователь (ТП), затем появляется выходное напряжение Uвых на нагрузке Rн. Одновременно с этим от обмоток силового трансформатора Тр.с с помощью соответствующих выпрямителей формируется напряжение «самопитания» УУ через дроссель Lу, а также напряжение Uу.т для питания узла ФВТ, предназначенного для генерации импульсов фазового управления тиристора.

Этот узел работает следующим образом. Нарастающее напряжение анод-катод запертого тиристора VT1, ограниченное стабилитроном СТ2, поступает через дифференцирующую цепь в виде импульса на транзистор VT4, постоянно «провоцируя» его отпирание. Однако до появления напряжения Uу.т этот импульс ни на что не влияет. После нескольких периодов работы ТП Uу.т достигает величины 10–15 В. При этом начинает срабатывать одновибратор, построенный на транзисторах VT3 и VT4, на выходе которого формируется управляющий импульс для включения тиристора. Очевидно, что тиристор будет открываться при минимальном напряжении анод-катод, что собственно и обеспечивает минимальный импульсный анодный ток дозаряда конденсатора Cфвх. На рис. 3 также приведена схема Ркл разряда энергии, накопленной в Cфвх, которая должна работать при каждом отключении блока питания: при работе УУ и преобразователя ТП напряжение Uр.кл от обмотки трансформатора Тр.Аг через выпрямитель подается на конденсатор С1. При этом отрицательное напряжение подается в базу высоковольтного транзистора VT2, обеспечивая его надежное запирание во время работы и запуска БИВЭ. После выключения блока питания и прекращения работы автогенератора УУ происходит отпирание VT2 от напряжения Uвх через резисторы R4 и R5. В результате этого происходит эффективный разряд конденсатора фильтра через резистор R3.

Безаварийное включение и отключение БИВЭ

Лучшие разработчики импульсных ИВЭ всегда подробно исследовали алгоритм включения всех составляющих блока питания с точки зрения очередности и времени достижения на выходах функциональных узлов заданных параметров рабочего режима. При разработке БИВЭ требования к алгоритму включения блока, питающегося от напряжения 300 В, еще более возрастают, так как повреждение высоковольтного транзистора может привести к каскадной аварии элементов в других узлах. При этом возможно «выгорание» печатных дорожек, элементов в базовых цепях силовых транзисторов, повреждения микросхем и т. п. С другой стороны, практика показала, что много неприятностей возникает и при выключении блока. Опыт разработчиков БИВЭ подтвердил, что пренебрежение к этому ответственному процессу приводит к весьма тяжелым последствиям [4].

Так, известны многочисленные случаи, когда в конце рабочего дня в очередной раз выключался блок питания, а на следующий день разработчик, включая БИВЭ, обнаруживал выход из строя силовых транзисторов. Анализ этих отказов показал, что аварийный режим для транзисторов образовывался на этапе его отключения от сети, то есть выходы из строя транзисторов происходили в процессе его предыдущего выключения.

Назовем основные предпосылки возникновения опасных для транзисторов режимов на этапе отключения блока. Первая — это наличие значительного запаса энергии, накопленной во входном низкочастотном фильтре. Вторая — это практическое и полное прекращение подачи энергии на схему управления от цепи «самопитания» при уменьшении напряжения Uвх на входе преобразователя на 30%. Последнее приводит к резкому снижению всех выходных вспомогательных напряжений для питания узлов УУ. В результате к этому моменту времени на конденсаторе Cфвх может оставаться значительное напряжение 150–200 В, подаваемое на преобразователь, в то время как питающие напряжения в схеме управления достигают критических значений. При этом возможны аномальные режимы работы силового преобразователя, такие как выход из насыщения силовых транзисторов, отказ системы защиты по току, понижение частоты задающего генератора и т. п.

С целью исключения аварийных режимов работы блока питания, которые возможны во время переходных режимов при коммутации подаваемого на него сетевого напряжения, предлагается следующее: реализовывать однозначный алгоритм, характеризующий процессы в основных узлах и элементах блока, происходящие на этапе его включения/отключения.

  1. Алгоритм включения БИВЭ [4].

    1.1. После подачи сетевого напряжения Uс начинается процесс зарядки конденсатора фильтра Cфвх, который длится ≈150–200 млс, при этом одновременно заряжается конденсатор Cзап;; при достижении на нем напряжения Uп.АГ происходит запуск автогенератора УУ, таким образом, образуется первая контрольная (опорная) точка (Uпор.1).

    1.2. Обмотки трансформатора Тр.АГ формируют все вспомогательные напряжения для узлов УУ. Так как самый мощный из них — это источник питания Uум усилителей мощности УМ с трансформаторным выходом, то он достигает своего номинального напряжения позже всех остальных источников. При достижении Uум второй контрольной (опорной) точки (Uпор.2) скачком включается электронный ключ (Sум), через который подается напряжение на УМ.

    1.3. После этого формируются базовые напряжения Uэ-б в силовых транзисторах, и они в штатном режиме начинают работать, а на обмотках силового трансформатора Тр.с появляются напряжения, которые формируют Uу.т через 3–4 полупериода рабочей частоты преобразователя, что приводит к включению тиристора VT1 и к завершению зарядки конденсатора Cфвх до номинального значения Uвх. В результате этого быстро нарастает выходное напряжение блока до номинального значения Uвых, что свидетельствует о завершении процесса включения БИВЭ.

  2. Алгоритм отключения БИВЭ [4].

    2.1. После отключения сети напряжение на конденсаторе Cфвх начинает уменьшаться, однако из-за параметра поддержки Uвых при пропадании сети на некотором интервале времени выходное напряжение остается в норме, после этого напряжение на входе усилителей мощности достигает минимального значения, при котором выключается электронный ключ Sум и отключаются УМ. Это — третья контрольная (опорная) точка (Uпор.3).

    2.2. Величина Uпор.3 связана со следующими параметрами: напряжения Uэ-б достигают минимального допустимого значения, при котором силовые транзисторы еще находятся в состоянии насыщения. Кроме того, в этот момент времени все другие вспомогательные напряжения в схеме управления имеют такие значения, при которых удовлетворительно работают все узлы и элементы системы управления блоком питания.

    2.3. Транзисторный преобразователь прекращает свою работу, в результате чего останавливается интенсивный разряд конденсатора Cфвх, начинает уменьшаться напряжение Uп.АГ из-за пропадания тока от цепи «самопитания».

    2.4. Через некоторое время перестает работать АГ, то есть исчезает напряжение Uр.кл, а значит, пропадает запирающее напряжение на базе транзистора VT2 схемы Ркл, которая обеспечивает разрядку конденсатора фильтра до безопасного напряжения, что свидетельствует о завершении процесса отключения БИВЭ от сети.

    Прежде чем приступить к последней частной проблеме, которая касается электронной защиты силовых элементов преобразователя, рассмотрим ретроспективу развития компонентной базы после 1975 года, так как параметры этих элементов во многом определяют быстродействие и эффективность схем различного типа защит в БИВЭ.

Совершенствование компонентной базы на рубеже 1980–1990 гг.

В это время достигли своего расцвета и, возможно, предела биполярные высокочастотные, в том числе и высоковольтные, транзисторы. Появились кремниевые переключательные n-p-n-транзисторы повышенной мощности. У этих транзисторов были увеличенные значения предельных параметров: UCE0 до 650-1500 В, I c до 30-4 А и PC (Ptot) до 60-125 Вт. Другие параметры транзисторов также были на приемлемом уровне. В частности, статический коэффициент усиления транзисторов по току (в схеме с общим эмиттером, ОЭ) достиг значения h21E = 8-50. Кроме того, повысилось быстродействие транзисторов: время включения/выключения (спада) составляло (ton/toff)= 0,05-0,45 мкс, время рассасывания ts = 0,5-2 мкс. Наряду с более совершенными транзисторами стали выпускаться и быстродействующие диоды, у которых время восстановления обратного сопротивления trr диодов было trr = 0,3-0,05 мкс. Причем ток этих диодов IF(AV) был в пределах 3-30 А, а допустимое обратное напряжение URRMравно 20-200 В.

Среди отечественных транзисторов указанного вида отметим следующие: 2Т866А, 2Т867А, 2Т862Б, 2Т874А в планарных корпусах; 2Т841А, 2Т847А, 2Т839А в корпусах TO-3, а также 2Т824А в металлокерамическом корпусе (НИИ «Пульсар», ковка). Транзисторы разрабатывались в ПО «Пульсар» (Москва), на «Заводе им. 50-летия Октября» (Фрязино) и «Воронежском заводе полупроводниковых приборов», в АП «Кремний» (Брянск) и др. Среди отечественных высокочастотных диодов отметим следующие типы: кремниевые p-n-диоды 2Д212А, Б, 2Д213А, Б, сборки диодов (Шоттки) 2Д222АС-ЕС, 2Д238АС-ВС с общим катодом, мощный диод Шоттки 2Д2998А, Б, В, диоды с тонкой базой 2Д251А-Е, 2Д231А-Г и др. Диоды разрабатывались в Ташкенте, Томилино, Брянске и др.

Приведем в качестве примера основные параметры для некоторых транзисторов:

  • у транзистора 2Т862Б UCE0= 250 В, Ic = 15 А, напряжение насыщения коллектор-эмиттер UCE sat = ≤ 2 В (Ic = 8 А, IB = 2 А), постоянная мощность Pc до 50 Вт, время рассасывания ts = 0,2 мкс;

  • у транзистора 2Т874Б UCE0= 120 В, Ic= 30А, UCE sat≤1 В (Ic= 30 А, IB= 5 А), мощность Pc= 75 Вт при Тк= 25 °С, время рассасывания ts= 0,5 мкс;

  • у транзистора 2Т824А UCE0=400 В, Ic = 10 А, Ic .имп = 17 А (при длительности импульса τи ≤ 20 мкс и скважности Q ≥ 10), UCE sat = ≤ 2 В (Ic = 8А, IB = 2 А), мощность Pc= 50 Вт при Тк = 50 °С;

  • у транзистора 2Т841А UCE0≥ 400 В, Ic= 5 А, UCE sat≤ 1,5 В (Ic = 5 А, IB = 1 А), рассеиваемая мощность Pc = 50 Вт при Тк = 50 °С, время спада tсп = 0,5 мкс, (при UCE= 200 В, Ic = 5А, IB1 = IB2 = 1А, τи = 15±1,5мкс и скважности Q ≥ 100);

  • у транзистора 2Т847А UCE0 = 650 В, Ic =15 А, UCE sat≤1,5 В (Ic = 15 А, IB = 5 А), рассеиваемая мощность Pc =125 Вт при Тк = 25 °С, время tсп = 0,8 мкс (при UCE= 200 В, Ic = 15 А, Ic =3 А, τи = 40 мкс).

    Основные параметры некоторых высокочастотных диодов, применяемых в БИВЭ:

  • диодная сборка 2Д222ВС — два диода с общим катодом, обратное напряжение URRM = 40 В, прямой ток IF(AV)= 3 А, постоянное прямое напряжение UF = 0,6 В;

  • диодная сборка 2Д238ВС — два диода с общим катодом, URRM = 45 В, прямой ток IF(AV) = 7,5 А, прямое напряжение UF= 0,65 В;

  • диод 2Д2998В: обратное напряжение URRM = 35 В, прямой ток IF(AV)= 30 А, постоянное прямое напряжение UF= 0,68 В;

  • диод 2Д251В: URRM=100 В, прямой ток IF(AV)= 10 А, прямое напряжение UF= 1 В, время восстановления обратного сопротивления trr = 0,05 мкс;

  • диод 2Д231Б: URRM=200 В, прямой ток IF(AV)= 10 А, прямое напряжение UF= 1 В, время trr = 0,05 мкс.

    Способствовала кардинальному уменьшению объема систем управления импульсными ИВЭ новая технология изготовления этих устройств. Речь идет о технологии «монтажа на поверхность» [20]. Как показала практика, эта технология позволяет достичь плотности монтажа на единицу объема, сравнимой с гибридно-пленочной технологией. При этом технология монтажа на поверхность позволяет автоматизировать весь цикл монтажа элементов на печатную плату. Для реализации этой технологии надо было «перевести» компонентную базу в миниатюрные корпуса типа SOT-23, SOT-89 и др., а также выпускать эти элементы в блистерной ленте. В этой связи в СССР была принята большая программа перевода электронных компонентов в миниатюрные корпуса, а также предпринята разработка других компонентов в «бескорпусном» исполнении, позволяющем их использование для монтажа на поверхность. Началась эта работа в 1983 году и продолжалась уже в России до конца 1990-х годов.

    Приведем параметры некоторых элементов, применяемых в ИВЭ, которые были выполнены в миниатюрных корпусах:

  • транзисторы универсальные p-n-p-типа 2Т664А9 и n-p-n-типа 2Т665А9 UCE0=80 В, Ic = 0,8 А, напряжение насыщения коллектор-эмиттер UCE sat - 0,3 В (Ic = 0,15 А, IB = 0,015 А), статический коэффициент передачи по току 250 ≥ h21E ≥ 40, корпус SOT-89;

  • ВЧ-транзисторы p-n-p-типа 2Т3129А9 и p-n-p-типа 2Т3130А9 UCE0=40 В, Ic = 0,05 А, UCE sat≤0,2В (Ic= 0,01 А, IB = 0,001 А), стати ческий коэффициент передачи по току 120 ≥ h21E ≥ 30, корпус SOT-23 (КТ-46);

  • ВЧ-транзисторы p-n-p-типа КТ3153А9 UCE0 = 60 В, Ic = 0,4 А, UCE sat ≤ 0,35 В (Ic = 0,15 А, IB = 0,015 А), коэффициент передачи по току 300 ≥ h21E ≥ 10, корпус SOT-23;

  • набор импульсных диодов 2Д803АС9: два диода с общим катодом VRRM= 50 В, прямой ток IF(AV) = 0,2 А, IFM max= 1,5 А при τи ≤ 10 мкс, без превышения F(AV )max = 0,2 А с учетом температуры окружающей среды tamb от –60 до + 60 °С, корпус SOT-23;

  • набор импульсных диодов КД629АС9: два последовательно соединенных диода VRRM = 90 В, прямой ток IF(AV) = 0,2 А при tamb = (25±10) °С, IF(AV )max = 0,8 А при τи 10 мкс, без превышения IF(AV )max = 0,2 А, корпус SOT-23.

Заключение

  1. В период с 1976 по 1990 г. были успешно решены основные технические проблемы, которые возникали в импульсных источникахпитания с бестрансформаторным входом по мере их совершенствования. Это позволило увеличивать частоту преобразования в БИВЭ от 20 до 100 кГц и выше.

  2. В этот же период времени были разработаны инженерные методики оптимизации частоты преобразования силовых транзисторных преобразователей, а также программные продукты для автоматизированных расчетов как силовых ВЧ-трансформаторов, так и режимов основных силовых полупроводниковых приборов. Некоторые из этих программ позволяли производить расчеты ряда прогнозируемых параметров БИВЭ, таких как КПД и удельная объемная мощность.

  3. Совершенствование компонентной базы с 1980 по 1990 г. в целом определило предельные возможности развития некоторых видов изделий электронной техники:

    • ферритовых магнитопроводов для ВЧ-трансформаторов, работающих на частотах до 300 кГц, а также ВЧ-дросселей фильтров, построенных на Мо-пермал-лоевых сердечниках;
    • биполярных силовых переключательных транзисторов, которые достигли в совокупности своих лучших технических характеристик, таких как максимальное напряжение коллектора 250–1500 В и ток коллектора 10–30 А, а также времени рассасывания, которое уменьшилось до 0,2–0,5 мкс;
    • силовых ВЧ-диодов, которые достигли максимального обратного напряжения для маломощных диодов 400–800 В на ток 1–3 А; 40–200 В при токе 7,5–30 А для диодов Шоттки и до 10 А для диодов с тонкой базой, имеющих время обратного восстановления 0,05–0,1 мкс.
  4. Появление нового поколения электронных элементов и других компонентов, выполненных в миниатюрных корпусах (например, SOT-23 и SOT-89 и т. п.), которые были созданы специально для технологии монтажа на поверхность, позволило за рубежом уже к концу 1980-х годов значительно снизить объем и себестоимость плат управления импульсных ИВЭ.

Литература

1. Эраносян С., Ланцов В. Эволюция импульсных источников вторичного электропитания: от прошлого к будущему. Часть 2 // Силовая электроника. 2009. № 1.

2. Эраносян С. А., Новосельцев Е. Н., Козе-лецкий В. Г. Транзисторный преобразователь с бестрансформаторным входом по переменному току // Техника средств связи, научно-технический сборник. Серия «Техника проводной связи». Вып. 8 (41). М., 1979.

3. Мкртчян Ж. А. Электропитание электронно-вычислительных машин. М.: Энергия, 1980.

4.Эраносян С. А. Сетевые блоки питания с высокочастотными преобразователями. Л.: Энергоатомиздат, 1991.

5. Косcов О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме переключений. М.: Энергия, 1971.

6. Куневич А. В. Ферриты / Каталог. М., 1991.

7. Стародубцев Ю. Н., Белозеров В. Я. Магнитные свойства аморфных и нанокристалли-ческих сплавов. Екатеринбург: Издательство Уральского университета, 2002.

8. Кутуев Ш. Х., Ковалев Л. М., Игнатьев Б. А., Смирнов А.Б. Расчет индуктивных элементов с сердечниками из магнитодиэлектриков на основе аналитического описания их ферромагнитных свойств // Техника средств связи, научно-технический сборник. Серия «Техника телевидения». Вып. 5. М., 1983.

9. Исследование и выбор направлений создания экономичных малогабаритных источников вторичного электропитания для аппаратуры передачи и обработки информации IV и V поколений. Отчет о НИР Эликсир-87-1. Л., 1987.

10. Эраносян С. А., Простаков В. Г., Изакова Н. П. Алгоритм и программа расчета на ЭВМ потерь мощности в однотактном преобразователе напряжения / Тезисы доклада на НТК в г. Севастополе. М.: ВНИИ «Эталон», 1987.

11. Источники электропитания на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет. Под ред. С. Д. Додика и Е. И. Гальперина. М.: Советское радио, 1969.

12. Попов В. А., Артеменко М. Е. Определение емкости входного конденсатора вторичного источника питания с бестрансформаторным входом // Вестник Киевского политехнического института. Радиоэлектроника. Вып. 18. Киев, 1981.

13. Эраносян С. А., Ланцов В. В. Разработка интегрированных силовых модулей и их применение в источниках вторичного электропитания // Современная электроника. 2006. № 8.

14. Заявка 2317793. Франция, МКИ3 H02H 7/20, H04 5/00. Схема питания для телевизоров // Открытия. Изобретения. 1977. № 5. Вып. 50.

15. Авт. св. СССР № 1223813. Эраносян С. А., Журавлев Б. Н. Устройство ограничения пускового тока блока питания с трансформаторным выходом // Открытия. Изобретения. 1985.

16. Шаров Л. Н. Стабилизированный преобразователь с бестрансформаторным входом. В кн.: Электронная техника в автоматике. Сб. статей под ред. Ю. И. Конева. Вып. 6, М.: Советское радио, 1974.

17. Авт. св. СССР № 473267. Смольников Л. Е. и др. Транзисторный инвертор // Открытия. Изобретения. 1975. № 21.

18. Заявка 52-203. Япония, МКИ3 H02M 3/24. Преобразователь // Открытия. Изобретения. 1977. № 5. Вып. 50.

19. Авт. св. СССР № 696583. Эраносян С. А., Новосельцев Е. Н. Статический преобразователь // Открытия. Изобретения. 1979. № 41.

20. Лаймен Дж. Технология сборки. Применение монтажа на поверхность в военной аппаратуре // Электроника. 1986. № 14. Том 59.

*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2009_2_42.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо