Силовая электроника №2'2009

Методы активного управления драйверами для MOSFET транзисторов

Святослав Иванов

Иван Нейчев

В статье представлены два метода и устройства на их основе для активного управления мощных MOSFET транзисторов, работающих в ключевом режиме. Поставленные цели: уменьшение динамических потерь энергии при управлении главными элементами, ограничение электромагнитного излучения, исключение необходимости использования защитных RC-цепей и повышение надежности эксплуатации мощных MOSFET транзисторов. Предложены схемные решения и представлены результаты экспериментальных исследований по управлению MOSFEТ-транзисторами с помощью новых драйверных схем, а также дано сравнение с часто используемой драйверной схемой.

Введение

Улучшение эффективности силовых импульсных преобразователей связано с задачей уменьшения потерь энергии в ключевых транзисторах. В большей степени именно эти потери оказывают влияние на коэффициент полезного действия силового преобразователя, надежность устройства и возможность его работы при высоких частотах. Характер нагрузки, с которой работает силовое устройство, в свою очередь, значительно влияет на переходные процессы при переключении транзисторов и, соответственно, на коммутационные потери в них, которые возрастают при нагрузке реактивного характера. Существует ряд способов для ограничения потерь в мощных силовых транзисторах, работающих в ключевом режиме: использование защитных RC-цепей (их неудобство состоит в том, что они являются частотно-зависимыми); работа преобразователя в режиме мягкой коммутации (здесь недостатком является то, что такой рабочий режим может быть обеспечен только в определенных видах преобразовательных схем); использование затвора с точно подобранным значением сопротивления (при увеличении его значения улучшается устойчивость переходного процесса, но увеличивается и время переключения); использование радиаторов с большей площадью (недостатком является то, что увеличиваются масса и габариты устройства) [1, 2].

Современные тенденции в этой области связаны с разработкой методов активного управления транзисторами, работающими в ключевом режиме, и использованием интеллектуальных драйверных схем [3–6].

Драйверная схема с обратной связью по току

На рис. 1 представлена блок-схема для реализации метода активного управления драйвером с обратной связью по производной тока стока (di/dt). В качестве датчика тока используется шунтовый резистор, включенный в цепь истока управляемого MOSFET-транзистора. На нем происходит падение напряжения, которое поступает на вход дифференцирующей цепи. Через управляемые генераторы тока G1 и G2 обеспечиваются две разные цепи для зарядки и разрядки входной емкости силового транзистора. Принцип действия схемы показан на временных диаграммах (рис. 2). Переходные процессы при включении и выключении управляемого транзистора условно можно разделить на три интервала.

   

Процессы при включении транзистора:

  • І интервал — начинается с момента включения транзистора и продолжается до момента, в который напряжение затвора достигает порогового значения. Ток затвора в первом интервале имеет большое значение для уменьшения времени задержки при включении транзистора.

  • ІІ интервал — начинается тогда, когда напряжение затвора достигает порогового значения, при котором ток стока быстро возрастает. Дифференцирующая цепь вырабатывает сигнал, с помощью которого уменьшается значение зарядного тока затвора. Скорость изменения тока стока уменьшается, что обеспечивает переходный процесс с хорошей устойчивостью и малыми значениями перенапряжения на транзисторе.

  • ІІІ интервал — начинается с момента, в котором ток стока достигает нуля. Ток затвора снова возрастает, таким образом, осуществляется быстрый разряд входной емкости транзистора.

Переходные процессы при выключении транзистора:

  • І интервал — начинается с момента выключения транзистора и продолжается до момента, в который ток стока начинает быстро уменьшаться. В этом интервале осуществляется быстрый разряд входной емкости, и ток затвора имеет большое значение.

  • ІІ интервал — начинается, когда напряжение затвора достигает порогового значения, при котором ток стока быстро уменьшается. Дифференцирующая цепь вырабатывает сигнал, с помощью которого уменьшается значение тока разряда входной емкости MOSFET-транзистора.

  • ІІІ интервал — начинается с момента, в котором ток стока достигает нуля. Ток затвора снова возрастает, таким образом, осуществляется быстрый разряд входной емкости транзистора.

На рис. 3 представлена принципиальная схема драйвера с обратной связью по току. В качестве датчика тока используется низкоомный резистор R11, связанный последовательно в силовой цепи. Падение напряжения на этом резисторе поступает на вход пассивной дифференцирующей цепи, состоящей из резисторов R3, R4 и конденсатора С2. Входное сопротивление R4 служит для улучшения устойчивости дифференцирующей цепи. Ее выходной сигнал усиливается полевым транзистором VT1, рабочая точка которого подобрана так, что он работает в режиме класса А. При включении управляемого MOSFET-транзистора его ток стока начинает возрастать, и дифференцирующая цепь вырабатывает положительный сигнал, который подается на затвор полевого транзистора VT1, вследствие чего он открывается и его напряжение стока уменьшается. Это напряжение поступает на неинвертирующий вход дифференцирующего сумматора, реализованного на основе операционного усилителя DA1, который со своей стороны действует на противотактную ступеньку, выполненную по схеме эмиттерного повторителя, — VT2 и VT3. Когда при выключении управляемого MOSFET-транзистора ток стока начинает уменьшаться, дифференцирующая цепь начинает вырабатывать отрицательный сигнал, поступающий на затвор полевого транзистора VT1, вследствие чего он начинает закрываться, а напряжение стока — возрастать. Так, во время интервалов возрастания и падения тока стока управляемого мощного транзистора суммарный выходной сигнал операци- онного усилителя DA1 будет зависеть от сигнала, поступающего по обратной связи, вследствие чего ток затвора управляемого MOSFET-транзистора будет ограничен во время этих интервалов.

Драйверная схема с обратной связью по напряжению

Кроме обратной связи по току, драйвер может быть выполнен и с обратной связью по производной напряжения стока мощного транзистора (du/dt) (рис. 4). Работа схемы пояснена с помощью временных диаграмм на рис. 5 и аналогична работе драйвера, реализованного с обратной связью по производной тока. Здесь опять же разграничиваются три интервала процессов включения и выключения силового транзистора. Во время первого интервала осуществляется быстрый заряд (разряд) входной емкости транзистора с целью обеспечения небольшого запаздывания при коммутации. Во время второго интервала напряжение сток-исток транзистора изменяется быстро, дифференцирующая цепь вырабатывает сигнал, вследствие которого значение тока затвора ограничивается. Во время третьего интервала снова обеспечивается большой ток затвора — с целью уменьшения активных потерь в управляемом транзисторе.

      

Принципиальная схема драйвера с обратной связью по напряжению показана на рис. 6. В качестве датчика напряжения сток-исток на мощном транзисторе используется резис-тивный делитель R12, R13. Сигнал от дифференцирующей цепи поступает на неинверти-рующий вход операционного усилителя DA1. Транзистор VT1 выполняет функцию источника опорного напряжения с низким выходным сопротивлением (в отличие от драйвера с обратной связью по току) и усилителя сигнала от датчика.

Экспериментальные исследования

Для практических исследований использовался MOSFET-транзистор типа IRF350. Напряжение питания силовой цепи UPOWER = 50 В, активно-индуктивная нагрузка с параметрами Rt = 8 Ом и Lt = 100 мкГн, частота входных управляющих импульсов генератора 10 кГц, коэффициент заполнения 50% и сопротивление затвора RG = 10 Ом. Экспериментальные результаты для предложенных драйверных схем сопоставлены с результатами, полученными при управлении силового транзистора с помощью часто используемой драйверной схемы фирмы Microchip — TC4421.

На рис. 7 представлена пиковая рассеиваемая мощность силового транзистора при включении и выключении. На рисунке видно, что при использовании стандартного драйвера, где не производится ограничение тока затвора, пиковая рассеиваемая мощность значительно больше полученной при управлении силового транзистора с помощью реализованных драйверных схем. Рассеиваемая мощность значительно возрастает во время включения из-за активно-индуктивного характера нагрузки.

   

При использовании традиционных драйвер-ных схем возникают также опасно большие перенапряжения на мощном транзисторе при его включении вследствие затрудненной коммутации при наличии активно-индуктивной нагрузки в силовой цепи (рис. 8).

Значения температуры, до которой нагревается силовой транзистор при управлении рассмотренными драйверными схемами и традиционным драйвером TC4421, даны на рис. 9.

Исследования проведены для различных частот управляющего сигнала (10, 20, 30 и 40 кГц) после работы транзистора в течение 30 минут при температуре окружающей среды tок.ср. = 22 °С.

Заключение

Исследованные новые драйверные схемы обеспечивают управление током затвора в зависимости от di/dt или du/dt мощного транзистора для отдельных интервалов во время коммутации. В результате такого управления времена включения и выключения мощного транзистора уменьшаются по продолжительности, а скорость изменения тока стока ограничивается. Проведенные исследования позволили выполнить поставленную задачу, а именно — реализовать оптимальное по отношению быстродействия и устойчивости управление мощными транзисторами, работающими в ключевом режиме, вследствие чего уменьшаются динамические потери мощности и энергии и повышается надежность силового устройства. Драйверы могут быть выполнены в виде интегральных схем. В этом случае элементы дифференцирующей цепи — резистор для измерения величины тока (для метода di/dt) и ре-зисторный делитель напряжения, включенный паралельно мощному транзистору (для метода du/dt), — должны быть внешними для возможности выбора их значений в зависимости от параметров силовой цепи.

Литература

1. Licitra C., Musumeci S., Raciti A., Galluzzo A., Letor R., Melito M. A new driving circuit for IGBT devices. IEEE transactions on power electronics, Vol. 10, No. 3, May 1995.
2. Zverev I., Konrad S., Voelker H., Petzoldt J., Klotz F. Influence of the gate drive technique on the conducted EMI behaviors of a power converter. IEEE PESC 1997, Vol. 2, pp. 1522–1528.
3. Neacsu D. Active gate drivers for motor control applications. Presented at IEEE PESC 2001.
4. Helsper M., Fuchs F. W. Adaptation of IGBT Switching Behaviour by Means of Active Gate Drive Control for Low and Medium Power. Christian-Albrechts-University of Kiel, Germany. Power Electronics and Electrical Drives.
5. Ivanov S., Kostova E. Active gate drivers for MOSFETs with circuit for dv/dt control. International scientific and applied science conference ELECTRONICS`2004, 22–24 September, Sozopol, Bulgaria.
6. Ivanov S., Vasileva S., Kostova E. Active gate drivers for MOSFET. International scientific and applied science conference ELECTRO-NICS`2004, 22–24 September, Sozopol, Bulgaria.

*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2009_2_35.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо