Силовая электроника №1'2009

Разработка систем заряда емкостных накопителей энергии. Часть 2

Евгений Вашкевич

Георгий Таназлы

Юрий Болотовский

Александр Никитин

В статье, вышедшей в журнале «Силовая электроника» № 4 за 2008 год, были рассмотрены вопросы, связанные с критериями оценки силовых схем заряда емкостных накопителей энергии и выбором классов этих схем. Данная статья посвящена подбору параметров силовых конденсаторов и режимов их работы, критерию их оптимизации и моделированию этих схем.


Основные допущения, принимаемые при анализе зарядных устройств емкостных накопителей энергии

Основой успешного моделирования схем силовой электроники является компромисс между сложностью модели и ее информативностью [1]. При этом правильно выбранные допущения позволяют получить модели, обеспечивающие необходимый объем информации при минимальной или близкой к минимальной сложности.

Основные допущения, принимаемые при моделировании схем ЗУ ЕНЭ:

  1. Возмущения и помехи могут воздействовать как непосредственно на силовые узлы зарядных устройств полупроводниковых преобразователей, так и на системы управления зарядными устройствами.
  2. Возмущения и помехи могут вызвать изменения функционирования зарядного устройства, которые приводят к необратимому выходу системы из строя (пробой силовых вентилей, силовых конденсаторов, изоляции силовых трансформаторов, дросселей, потеря сердечниками магнитных свойств, выход из строя систем управления и т. д.). Такие случаи при моделировании не рассматриваются.
  3. Возмущения и помехи могут приводить к изменению режимов работы зарядного устройства, не вызывающих необратимых выходов системы из строя. Рассматриваются следующие случаи:
    • несанкционированное включение силового вентиля (тиристора, транзистора) в произвольный момент времени;
    • скачок частоты силовых преобразователей как в сторону увеличения, так и в сторону уменьшения;
    • понижение напряжения источника питания;
    • увеличение внутреннего сопротивления источника питания;
    • несанкционированный разряд накопительной емкости.
  4. Процессы заряда накопительной емкости и ее импульсного разряда рассматриваются как полностью независимые, поскольку время заряда существенно превосходит время разряда этой емкости [1].
  5. На время разряда происходит блокировка всех процессов в зарядных устройствах.
  6. Разряд накопительной емкости за счет токов утечки моделируется активным сопротивлением, включенным параллельно емкости.
  7. Источник питания имеет следующие параметры: напряжение постоянное 20 В, мощность 20 кВт (максимально допустимый ток 1000 А), внутреннее сопротивление равно 0 или, при уточненном анализе, моделируется последовательно включенным постоянным сопротивлением.
  8. Максимальная энергия, запасаемая в ЕНЭ, равна 100 кДж, максимальная величина емкости ЕНЭ — 20 мкФ (при выходном напряжении 100 кВ).
  9. Взаимодействие различных каналов при рассмотрении многоканальной системы зарядных устройств емкостных накопителей энергии сводится к следующему:
    • все каналы запитаны от общего источника питания;
    • заряд различных накопительных емкостей может происходить одновременно, с перекрытием по времени и без перекрытия по времени.
  10. Для уменьшения времени моделирования работа ЗУ рассматривается при емкости ЕНЭ С1, меньшей, чем максимальная величина емкости С2. Оценка времени заряда t2 емкости С2 по времени заряда t1 емкости С1 при условии постоянной мощности заряда осуществляется следующим образом. Энергии, запасенные в емкостях С1 и С2 при одинаковом напряжении заряда U, равны, соответственно С1×U2/2 и С2×U2/2, а мощности заряда — С1×U2/2×t1 и C2×U2/2×t2. Отсюда t2=C2×t1/C1. При рассмотрении окончательных вариантов схем ЗУ моделирование производится при максимальной величине емкости ЕНЭ.
  11. Для повышения надежности выходного трансформатора, а также для увеличения коэффициента связи между обмотками величина коэффициента трансформации принимается равной 50 (если не оговаривается отдельно).
  12. Под временем заряда ЕНЭ многоканальной системы понимается максимальное из времен зарядов всех каналов, то есть время готовности всей системы определяется по моменту заряда ЕНЭ всех каналов.

Критерии оптимизации зарядных устройств емкостных накопителей энергии и их взаимосвязь

Жесткие и часто взаимоисключающие требования по разработке ЗУ приводят к необходимости выбора критериев, по которым проводится оптимизация при проектировании ЗУ, в частности ЗУ с минимизацией времени процессов заряда в условиях помех и возмущений. (В [2] приводились критерии, по которым оценивались различные типы преобразователей энергии для ЗУ).

К основным критериям, по которым проводится оптимизация, относятся:

  1. Время заряда емкостного накопителя.
  2. КПД.
  3. Массо-габаритные характеристики ЗУ.

Основные критерии могут включать в себя дополнительные критерии, которые необходимо учитывать при оптимизации. К ним относятся: мощность, потребляемая от источника, установленная мощность автономного инвертора, установленная мощность реактивных элементов.

В условиях работы ЗУ от источника ограниченной мощности одним из основных критериев, по которым проводится оптимизация, является КПД. На коэффициент использования источника питания и КПД ЗУ влияет в первую очередь зарядный режим, анализ которого и его формирование позволяет в значительной мере оптимизировать КПД ЗУ. В простейшем случае идеализированной моделью ЗУ может быть четырехполюсник (рис. 1), воздействуя на внутренние параметры которого, можно получить различные временные функции входного и выходного токов.



Рис. 1. Идеализированная модель зарядного устройства

Основной задачей, которую позволяет решить модель, построенная на базе четырехполюсника, является определение зарядного режима, оптимального с точки зрения КПД [3].

При таком режиме суммарная энергия потерь в ЗУ во всех активных сопротивлениях модели минимальна:

где Wn — суммарная энергия потерь;
Wпвх — энергия потерь входного контура;
Wпз — энергия потерь зарядного контура;
Wпш — энергия потерь шунтирующего контура;
Rвх — сопротивление, учитывающее потери во входном контуре;
Rз — сопротивление, учитывающее потери в зарядном контуре;
Rш — эквивалентное шунтирующее сопротивление ЕНЭ;
в идеальном случае при моделировании Rш →∞.

Общий КПД можно вычислить из соотношения:

где η — общий КПД ЗУ;
ηвх — КПД входного контура;
ηз — КПД зарядного контура, который определяется по формуле:

Здесь Wc — энергия, запасенная в ЕНЭ; Wn3 — энергия потерь зарядного контура.

При постоянном зарядном токе относительные потери энергии в зарядном контуре определяются согласно выражению:

где Wc — энергия, запасенная в ЕНЭ;
Iзд — действующее значение зарядного тока;
Iз — среднее значение зарядного тока;
Kфз — коэффициент формы зарядного тока;
C — емкость ЕНЭ;
tз—время заряда.

Тогда

КПД входного контура преобразователя ηвх определяется выражением:

где Wис — энергия, потребляемая от источника. Относительные входные потери Wпвх/Wn, можно представить в виде:

где Iвхд — действующее значение входного тока;
Кфвх — коэффициент формы входного тока;
Iвх — среднее значение входного тока;
Uис — напряжение источника питания (рис. 1);
Iкз = Uис/Rвх — ток короткого замыкания входной цепи.

Величина среднего тока Iвх определяется из уравнения энергетического баланса:

что можно выразить:

При условии минимума потерь во входном сопротивлении значение тока Iвх определяется меньшим из корней уравнения:

Решив совместно (6), (7) и (10), получим:

где Pc = U2C/2tз — средняя зарядная мощность; Pисm — максимальная входная мощность.

Подставляя в (2) значения из (5) и (11), получим значение общего КПД:

Анализ уравнения (12) показывает, что максимальный КПД можно достичь при постоянстве входного и выходного токов. Таким образом, для достижения максимального КПД преобразователь в начальный отрезок времени должен запасать энергию, чтобы в конце заряда отдать запасенную энергию для поддержания тока заряда. Следовательно, рассмотренный четырехполюсник кроме преобразователя, согласующего источник энергии и ЕНЭ, должен содержать дополнительные реактивные элементы, запасающие энергию и поддерживающие на одном уровне в течение процесса заряда входную и выходную мощности. Это требование играет существенную роль в случае применения источника ограниченной мощности.

Элементы, аккумулирующие часть энергии источника в начальный отрезок времени заряда, хотя и имеют значительные массу и габариты, но позволяют оптимизировать время заряда за счет приращения запасенной в них энергии к энергии источника в конце зарядного цикла.

Качественные закономерности, связывающие энергетические показатели входных и выходных цепей четырехполюсника, содержащего внутренний добавочный ЕНЭ, показаны на рис. 2.



Рис. 2. Относительные энергетические характеристики идеализированной модели ЗУ

Энергия, потребляемая от источника питания UИС, соответствует прямой 1. Прямая 2 характеризует энергию, потребляемую цепью, расположенной справа от входных зажимов четырехполюсника. Разность ординат прямых 1 и 2 представляет собой потери энергии на входном сопротивлении RВХ. Кривая 3 опре деляет изменение энергии, передаваемой в зарядный контур для случая минимальных потерь в RЗ (рис. 1).

Как было показано в [2], получение высокого коэффициента усиления ЗУ по напряжению достигается трансформированием напряжения, то есть зарядное устройство должно содержать звено переменного тока — инвертор с повышающим трансформатором, массо-габаритные характеристики которого составляют значительную часть массо-габаритных характеристик всего ЗУ. Для снижения веса и габаритов трансформатора необходимо повысить частоту перемагничивания его магнитопровода. Но повышение рабочей частоты инвертора сдерживается большим количеством ограничений, связанных как с ростом потерь в коммутирующих и магнитных элементах, так и с конструкцией трансформатора, работающего в резонансном контуре инвертора [4].

Кроме того, для снижения пульсаций входного тока и уменьшения коэффициента трансформации выходного ЗУ целесообразно составить из нескольких инверторных модулей. В работе [3] приводятся расчеты, как по выбору оптимального количества инверторных модулей, так и по выбору коэффициента его загрузки по мощности.

Очевидно, минимальное время заряда от источника с ограниченной мощностью можно достичь при потреблении минимальной мощности с максимально возможным КПД ЗУ.

Следовательно, минимизируя время заряда ЕНЭ, при однокритериальной оптимизации ЗУ необходимо ввести в ограничения массогабаритные характеристики ЗУ. Они, в свою очередь, зависят от выбранных схемных решений инвертора, количества инверторных модулей и их рабочей частоты, значительную часть веса которых составляет вес повышающего трансформатора. Таким образом, оптимальная частота инвертора определяется при условиях, когда при оптимизации вводятся в ограничение либо КПД, либо массо-габаритные показатели трансформатора, которые в свою очередь зависят от коэффициента загрузки трансформатора.

Оптимальный выбор коэффициента загрузки трансформатора и разбивки преобразуемой мощности на несколько преобразовательных модулей рассматриваются в работе [3].

Учитывая вышеизложенное, можно указать на следующие качественные зависимости между параметрами (критериями оптимизации) ЗУ ЕНЭ:

  1. При использовании источника питания ограниченной мощности минимальное время заряда может быть получено при максимально возможном КПД, что, вообще говоря, приводит к ухудшению массо-габаритных характеристик.
  2. Минимальные габариты и вес могут быть получены при снижении КПД и увеличении времени заряда.

Постановка задачи однокритериальной оптимизации зарядных устройств емкостных накопителей энергии

В соответствии с [5] задача однокритериальной (условной) оптимизации рассматривается как задача минимизации вещественнозначной функций f (x) N-мерного векторного аргумента x = (x1, x2,…xN), компоненты которого удовлетворяют системе уравнений hk (x) = 0, набору неравенств gj (x) ≥ 0, а также ограничены сверху и снизу, то есть xi (U)xixi (L). Функцию f (x) называют целевой функцией, уравнение hk (x) = 0 — ограничениями в виде равенств, а неравенство gj (x) ≥ 0 — ограничениями в виде неравенств. При этом предполагается, что все фигурирующие в задаче функции являются вещественно значимыми, а число ограничений конечно.

В общем случае задача ставится следующим образом: минимизировать (максимизировать) f (x) при ограничениях

При постановке задачи условной оптимизации зарядных устройств емкостных накопителей энергии необходимо учесть следующее:

  • Целевой функцией оптимизации является минимизация времени заряда tз емкостного накопителя энергии (для каждого из каналов).
  • Зарядные устройства ячейки, выполненные как по одной принципиальной схеме, так и по различным схемам, могут включаться последовательно по выходам.
  • Количество последовательно включенных ячеек определяется суммарным выходным напряжением последовательно включенных ячеек, которое в соответствии с ТТЗ должно составлять 20 000–200 000 В.
  • Оптимизация проводится в три этапа. На первом этапе оптимизируются по времени заряда tз ячейки, выполненные по различным схемам, и для каждой из ячеек определяются выходные напряжения и входные токи, соответствующие оптимальному времени заряда. На втором этапе оптимизации минимизируется время заряда для канала, состоящего из однотипных или разнотипных ячеек. На третьем этапе оптимизируется время заряда многоканальной системы ЕНЭ. Кроме этого, на третьем этапе при рассмотрении многоканальной системы ЗУ ЕНЭ возможно проведение оптимизации моментов включения различных каналов для ограничения тока, потребляемого от источника питания при минимизации времени заряда ЕНЭ всех каналов.

Рассмотрим первый этап оптимизации.

  1. Целевая функция — минимизация времени заряда tз для всех рассматриваемых схем ячеек.
  2. Ограничения в виде равенств:
    • выходное напряжение источника питания — 20 В.
  3. Ограничения в виде неравенств:
    • напряжения на ключевых элементах Uk (транзисторах, тиристорах, диодах) не превосходит допустимого Uдоп:

    • токи через ключевые элементы Ik не превосходят допустимых Iдоп:

    • рабочая частота преобразователя fp не должна превышать рабочую частоту самого низкочастотного вентиля fдоп:

    • мощность потерь в ключах Pk не должна превышать допустимую мощность потерь Pдоп:

    • величина КПД не должна быть ниже допустимой величины КПДдоп:

    • масса ячейки М не должна быть более допустимого Мдоп:

    • входной ток ячейки Id не должен превосходить допустимой величины тока источника питания Iист доп:

Отметим, что ограничение на входной ток ячейки на первом этапе рассмотрения является достаточно неопределенным, так как зависит от того, какое количество ячеек будет соединено для получения необходимого выходного напряжения канала.

Задача однокритериальной оптимизации первого этапа запишется следующим образом:

при

На втором этапе оптимизации для каждого канала системы:

  1. Целевая функция — минимизация времени заряда tз, для канала заряда ЕНЭ.
  2. Ограничения в виде равенств;
    • выходное напряжение источника питания UИС=20 В.
  3. Ограничения в виде неравенств:
    • суммарный входной ток ячеек канала Idk не должен превосходить допустимой величины тока источника питания IИС доп:

    • выходное напряжение канала Uвых не должно быть меньше требуемого напряжения заряда ЕНЭ UЕНЭ:

    • масса канала Mk не должна быть более допустимой Mkдоп:

    • величина КПДk канала не должна быть ниже допустимой величины КПДkдоп:

Задача оптимизации второго этапа запишется следующим образом:

при

На третьем этапе оптимизации:

  1. Целевая функция — минимизировать максимальное время заряда каналов ЕНЭ tз:
  2. Ограничения в виде равенств:
    • выходное напряжение UИС=20 В.
  3. Ограничения в виде неравенств:
    • суммарный входной ток каналов Idkc не должен превосходить допустимой величины тока источника питания IИСдоп:

Задача оптимизации третьего этапа:

где k — число каналов при UИС = 20 В, Idkc IИСдоп.

При такой постановке задачи оптимизации процесс получения оптимального результата подразумевается итерационным. Существует большое количество методов однокритериальной оптимизации. Одно из наиболее полных и систематических изложений этих методов дано в [5].

Схемы зарядных устройств емкостных накопителей энергии

В соответствии с изложенным в [2] в качестве силовых схем ЗУ, на базе которых возможно построение многоканальной системы ЕНЭ, рассматриваются следующие схемы: мостовая схема (МС) (рис. 3), мостовая с индуктивно-емкостным преобразователем (МСИЕП) (рис. 4), однотактный преобразователь напряжения (ОПН) (рис. 5), двухтактный преобразователь напряжения (ДПН) (рис. 6).

Рис. 3. Мостовая схема зарядного устройства емкостного накопителя энергииРис. 4. Зарядное устройство на базе мостовой схемы с индуктивно!емкостным преобразователем
Рис. 5. Схема зарядного устройства на базе однотактного преобразователя напряженияРис. 6. Схема зарядного устройства на базе двухтактного преобразователя напряжения

Отметим, что особенностью всех схем является отсутствие обратных диодов, которые осуществляют рекуперацию энергии из реактивных элементов схемы (включая нагрузку). Исключение диодов из схем приводит к увеличению раскачки выходного напряжения. Все схемы запитаны от источника напряжения 20 В. Максимально допустимый ток источника питания — 1000 А. В качестве управляемых ключей применены IGBT-транзисторы IRG4PH50U.

Рассмотрим работу перечисленных схем с резонансной раскачкой выходного напряжения. Представленная на рис. 3 схема работает следующим образом. При отпирании ключей V1 и V4 вследствие колебательного характера в последовательном контуре происходит формирование положительной полуволны синусоидальных токов, протекающих через трансформатор и емкости колебательного контура (КК), при этом часть энергии запасается индуктивностью КК. После того как открываются транзисторы V2, V3, энергия источника вновь начинает накапливаться в реактивных элементах колебательного контура и поступает в нагрузку. Далее процессы повторяются. По мере заряда емкости нагрузки сопротивление нагрузки растет и доля энергии, циркулирующей в колебательном контуре, увеличивается. Это приводит к увеличению напряжения на элементах колебательного контура и на обмотках выходного трансформатора и ключах преобразователя. Соответственно, растет и доля энергии, которая переходит в нагрузку. Процесс увеличения напряжения на элементах колебательного контура и на нагрузке продолжается до тех пор, пока активные потери энергии в колебательном контуре не сравняются с энергией, приходящей из источника. Следовательно, увеличение сопротивления колебательного контура приводит к увеличению выходного напряжения при тех же потерях в колебательном контуре.

Индуктивно-емкостные преобразователи (ИЕП) [6–12] представляют собой специфический класс систем с резонансными и квазирезонансными свойствами, позволяющими преобразовать систему неизменного напряжения в систему неизменного тока. При постоянстве амплитуды тока и росте сопротивления нагрузки выходное напряжение также возрастает, существенно превышая напряжение питания. Система неизменного тока и ее вольт-амперные характеристики для идеального и реального случаев приведены на рис. 7. В большинстве случаев получение системы неизменного тока реали зуется с помощью промежуточного устройства П (рис. 8).

Рис. 7. Система неизменного тока и ее вольт-амперные характеристики в идеальной и реальной системахРис. 8. Получение системы неизменного тока, реализующегося с помощью промежуточного устройства

В наиболее простом варианте ИЕП выполняются на основе схем Бушеро [6]. Принцип действия ИЕП можно понять из рис. 9, где приведены простейшая схема и векторная диаграмма ИЕП.



Рис. 9. Простейшая схема и векторная диаграмма ИЕП

Ток IN в данном случае равен:

Если выбирать реактивные элементы исходя изсоотношения xL = xc или ω2LC= 1, то ток I2 будет равен:

то есть не будет зависеть от ZH. Это можно объяснить тем, что с ростом сопротивления ZH напряжение UH растет пропорционально благодаря наличию резонансных явлений.

Проанализируем электромагнитные процессы в однофазных ИЕП, считая промежуточный LMC-преобразователь четырехполюсником (рис. 10).



Рис.10. Реализация ИЕП в виде четырехполюсника

Данный четырехполюсник может быть исследован в соответствии с любой из систем матричных уравнений:

где z, y, … — матрицы параметров:

Чтобы четырехполюсник представлял собой ИЕП, необходимо потребовать выполнения следующих соотношений параметров для каждой из форм записи:

В этом случае ток в нагрузке не зависит от ее сопротивления и, следовательно, от напряжения на ней и определяется только входным напряжением и передаточным сопротивлением:

Так как четырехполюсник пассивный, то он обратимый и, следовательно:

Тогда матрица параметров обобщенного преобразователя имеет вид:


Если четырехполюсник симметричный, то z22 = z11 = 0 и

Так как ни дроссели, ни конденсаторы, входящие в ИЕП, не являются идеальными, то есть имеют конечные индуктивное и емкостное сопротивления, то значения z11, z12 равны:

Они могут быть равны нулю лишь приближенно, однако при больших значениях добротности [6] величина выходного напряжения может быть достаточно большой. На степень приближения реального ИЕП к идеальному влияют значения z11 и z12.

Минимальные значения суммарных реактивных мощностей ИЕП можно определить с помощью энергетических функций, равных соответственно:

В (22) Ii, Ik * — изображение по Лапласу контурных токов в каждом из n независимых контуров и сопряженных контурных токов. Реактивные мощности связаны с энергетическими функциями следующим образом:

где ω — текущая частота, QL, QC — реактивные мощности всех индуктивностей и емкостей. Считая элементы четырехполюсника чисто реактивными, то есть принимая z11 = x11, z12 = x12 для суммарной реактивной мощности элементов однофазного симметричного ИЕП, имеем [6]:

Из (24) следует, что минимальная удельная мощность, равная

принимает наименьшее значение, если RH=x12(ω0), а величина qΣ определяется так:

Минимальное значение qΣ для однофазных симметричных преобразователей равно 2.

Таким образом, анализируя свойства однофазных ИЕП, можно сформулировать основные положительные качества преобразователя:

  • схемная и конструктивная простота, обеспечивающая высокую надежность;
  • высокие КПД и cos φ;
  • некритичность к коротким замыканиям в цепи нагрузки;
  • практическая безынерционность.

К недостаткам ИЕП следует отнести принципиальную невозможность выполнить преобразователь с qΣ < 2.

Известны схемы однотактных преобразователей напряжения с резонансным контуром [13, 14]. Один из вариантов такой схемы приведен на рис. 5 и работает следующим образом. При открывании транзисторного ключа в реактивных элементах колебательного контура, состоящего из индуктивностей L1, L2 и индуктивностей обмоток и емкости С1, токи в транзисторе, нагрузке и емкости начинают плавно нарастать, при этом часть энергии от источника через обмотки трансформатора передается в нагрузку, а другая часть запасается в реактивных элементах. При отключении транзистора запасенная в индуктивностях энергия перекачивается в колебательном контуре и нагрузке. По окончании этого процесса емкость контура начинает разряжаться, при этом ток через трансформатор течет в противоположном направлении. Часть энергии емкости колебательного контура переходит в нагрузку, а часть запасается в индуктивностях трансформатора и индуктивности L2. Индуктивность L1, отдав свою энергию при отключении транзистора в емкость, способствует уменьшению пульсаций тока в источнике. Процесс раскачки выходного напряжения протекает аналогично процессу в мостовом преобразователе.

Известны двухтактные преобразователи на полевых транзисторах с резонансным контуром [14], где роль индуктивности играет входная обмотка трансформатора. Параллельно к ней подключена емкость, подбираемая по заданной частоте. Такая схема позволяет осуществлять мягкую коммутацию ключей преобразователя и повысить надежность преобразователя. Модифицировав схему, заменив параллельный колебательный контур последовательным колебательным контуром, получим преобразователь, пригодный для получения большого коэффициента усиления по напряжению.

Двухтактный преобразователь с резонансным контуром в отличие от мостового преобразователя имеет удвоенное напряжение на ключах и колебательном контуре. Следовательно, в колебательном контуре двухтактного преобразователя при прочих равнозначных параметрах циркулирует энергия, бóльшая, чем в колебательном контуре мостового преобразователя.

Рассмотрим работу двухтактного преобразователя в режиме максимальной раскачки. Его схема приведена на рис. 6. При включении первого ключа V1 энергия из источника переходит через трансформатор TR1 в нагрузку и частично запасается в колебательном контуре C1L1. Но в отличие от мостового преобразователя процесс перезаряда емкости колебательного контура происходит быстрее, и через четверть периода ток ключа падает до нуля и к ключу V1 прикладывается обратное напряжение перезарядившегося колебательного контура C1L1. Ток в колебательном контуре продолжает спадать до нуля, при этом напряжение на обмотке трансформатора достигает максимума. Затем ток в колебательном контуре меняет знак и слабо нарастает в противоположном направлении до включения второго ключа V2 и процесс повторяется. Входной ток при этом носит прерывистый характер. По мере заряда емкости нагрузки энергия, передаваемая в нагрузку, уменьшается, и увеличивается доля энергии, циркулирующей в колебательном контуре, что приводит к увеличению напряжения на обмотках трансформатора и на нагрузке.

Модели зарядных устройств емкостных накопителей энергии

На рис. 11–14 приведены модели схем, рассмотренных в качестве ЗУ ЕНЭ.



Рис. 11. Модель мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии



Рис. 12. Модель зарядного устройства на базе мостовой схемы с индуктивно-емкостным преобразователем частоты



Рис. 13. Модель схемы зарядного устройства на базе однотактного преобразователя напряжения



Рис. 14. Модель схемы зарядного устройства на базе двухтактного преобразователя напряжения

Данные модели предназначены для моделирования в среде OrCAD и обладают следующими особенностями:

  • Для сокращения времени моделирования в качестве ЕНЭ применены емкости 0,001 мкФ.
  • Рабочая частота всех схем выбрана равной 20 кГц. Это определяется максимально допустимой частотой высоковольтных столбов выходного выпрямителя ЗУ.
  • В качестве повышающего трансформатора применена модель индуктивно-связанных катушек без сердечника. Коэффициент трансформации принят равным 50, коэффициент связи — 0,8.
  • Применены модели силовых IGBT-транзисторов IRG4PH50U фирмы IR.
  • Модель выходного выпрямителя ЗУ выполнена наключевых моделях диодов сRoff = 109Ом[1].

Проведена однокритериальная оптимизация схем по критериям максимальной раскачки выходного напряжения и минимального времени заряда ЕНЭ. В качестве ограничений рассматривались ток через транзистор, напряжение на транзисторе и входной ток. Для сопоставительного анализа по массо-габаритным характеристикам для режимов максимального выходного напряжения и минимального времени заряда выделялась суммарная энергия, запасенная в реактивных элементах схемы.

Параметры схем при оптимизации по максимальному выходному напряжению и минимальному времени заряда ЕНЭ приведены в табл. 1 и табл. 2 соответственно. В последнем столбце приведено время заряда накопительной емкости 20 мкФ.

Таблица 1. Параметры схем при оптимизации по максимальному выходному напряжению

Схема Параметры Uз, кВ tз, мс UвMAX, В IвMAX, А E, Дж tз*, с
МС Lk =38 мкГн
Ck =3 мкФ
15,6 2,3 1200 70 0,105 46
МСИЕП Lk = 29 мкГн
Ck = 4,3 мкФ
21 1,08 23 185 0,08 21,6
ОПН Lk = 59 мкГн
Ck = 0,38 мкФ
Lвх = 5 мкГн
39,11 10 250 139 0,27 200
ДПН Lk = 190 мкГн
Ck = 0,22 мкФ
68 9,4 1200 163 0,938 188

Таблица 2. Параметры схем при оптимизации по минимальному времени заряда

Схема Параметры Uз, кВ tз, мс UвMAX, В IвMAX, А E, Дж tз*, с
МС Lk =15 мкГн
Ck =5 мкФ
10,6 1 750 121 0,099 20
МСИЕП Lk = 8 мкГн
Ck = 6,8 мкФ
11,2 0,328 24 195 0,032 6,56
ОПН Lk = 2,8 мкГн
Ck = 1,1 мкФ
Lвх = 5 мкГн
12,4 2 321 193 0,057 40
ДПН Lk = 5 мкГн
Ck = 1 мкФ
13,4 2,8 364 171 0,024 56

На рис. 15–22 приведены осциллограммы токов и напряжений на элементах моделей соответствующих схем (сверху вниз): входной ток, ток транзистора, напряжение на транзисторе, выходное напряжение.



Рис. 15. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии (режим максимального напряжения заряда)



Рис. 16. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии (режим минимального времени заряда)



Рис. 17. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии с индуктивно!емкостным преобразователем частоты (режим максимального напряжения заряда)



Рис. 18. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии с индуктивно!емкостным преобразователем частоты (режим минимального времени заряда)



Рис. 19. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии на базе однотактного преобразователя напряжения (режим максимального напряжения заряда)



Рис. 20. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии на базе однотактного преобразователя напряжения (режим минимального времени заряда)



Рис. 21. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии на базе двухтактного преобразователя напряжения (режим максимального напряжения заряда)



Рис. 22. Осциллограммы токов и напряжений на элементах мостовой схемы зарядного устройства емкостного накопителя энергии на базе двухтактного преобразователя напряжения (режим минимального времени заряда)

Из таблиц 1, 2 следует, что по критерию максимального выходного напряжения предпочтительной является схема двухтактного преобразователя напряжения, а по критерию минимального времени заряда — мостовая схема с индуктивно-емкостным преобразователем.

Следует указать, что по критерию максимального выходного напряжения с учетом оценки массы и габаритов по суммарной запасенной в реактивных элементах энергии схема ДПН уступает всем остальным схемам (табл. 1), а по критерию минимального времени заряда является наилучшей (табл. 2).

Создание модели многоканальной системы резонансного подъема напряжения в 103…104 с учетом реальных параметров накопителей и нагрузки

На базе моделей схем ЗУ ЕНЭ (мостовая схема, мостовая схема с индуктивно-емкостным преобразователем, схемы однотактного и двухтактного преобразователей напряжения), рассмотренных в предыдущем разделе, были сформированы модели каналов накачки напряжения, состоящие из двух одинаковых схем (рис. 23–26). Во всех моделях коэффициенты трансформации — 100.



Рис. 23. Модель канала накачки напряжения на базе мостовых схем



Рис. 24. Модель канала накачки напряжения на базе мостовых схем с индуктивно!емкостными преобразователями



Рис. 25. Модель канала накачки напряжения на базе схем однотактных преобразователей напряжения



Рис. 26. Модель канала накачки напряжения на базе схем двухтактных преобразователей напряжения

Результаты моделирования приведены на осциллограммах (рис. 27–34) и в таблицах 3, 4.

Таблица 3. Параметры каналов накачки напряжения при оптимизации по максимальному выходному напряжению

Схема Параметры Uз, кВ tз, мс UвMAX, В IвMAX, А E, Дж tз*, с
МС Lk =38 мкГн
Ck =3 мкФ
41,8 1,8 847 47 0,21 36
МСИЕП Lk = 29 мкГн
Ck = 4,3 мкФ
77,8 2,8 1133 166 0,16 56
ОПН Lk = 59 мкГн
Ck = 0,38 мкФ
Lвх = 5 мкГн
77,3 13,9 286 62 0,54 278
ДПН Lk = 190 мкГн
Ck = 0,22 мкФ
133,2 13,7 1,2 160 1,876 274

Таблица 4. Параметры каналов накачки напряжения при оптимизации по минимальному времени заряда

Схема Параметры Uз, кВ tз, мс UвMAX, В IвMAX, А E, Дж tз*, с
МС Lk =15 мкГн
Ck =5 мкФ
38,3 1,2 610 113 0,198 24
МСИЕП Lk = 8 мкГн
Ck = 6,8 мкФ
42,8 1,1 434 182 0,064 22
ОПН Lk = 2,8 мкГн
Ck = 1,1 мкФ
Lвх = 5 мкГн
45,3 2,3 1185 183 0,114 46
ДПН Lk = 5 мкГн
Ck = 1 мкФ
50,2 7,7 348 162 0,048 154



Рис. 27. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на ба! зе мостовых схем в режиме максимального выходного напряжения



Рис. 28. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе мостовых схем в режиме минимального времени заряда



Рис. 29. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе мостовых схем с индуктивно-емкостными преобразователями в режиме максимального выходного напряжения



Рис. 30. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе мостовых схем с индуктивно!емкостными преобразователями в режиме минимального времени заряда



Рис. 31. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе схем однотактного преобразователя напряжения в режиме максимального выходного напряжения



Рис. 32. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе схем однотактного преобразователя напряжения в режиме минимального времени заряда



Рис. 33. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе схем двухтактного преобразователя напряжения в режиме максимального выходного напряжения



Рис. 34. Осциллограммы токов и напряжений на элементах канала на базе схем двухтактного преобразователя напряжения в режиме минимального времени заряда

На осциллограммах приведены (перечисление сверху вниз) следующие значения токов и напряжений: ток источника питания, ток через силовой транзистор, напряжение на силовом транзисторе, напряжение на накопительной емкости. При этом осциллограммы на рис. 27–33 соответствуют режиму максимального выходного напряжения ЕНЭ, а осциллограммы на рис. 28–34 — режиму минимального времени заряда ЕНЭ.

В таблицах 3, 4 первый столбец — наименование схемы, Uз — выходное напряжение, tз—время заряда, UвMAX — максимальное напря- жение на транзисторе, IвMAX — максимальный ток через транзистор, E — энергия, запасенная в реактивных элементах схемы (без учета трансформатора) в установившемся режиме.

В результате моделирования установлено следующее:

  1. В режиме максимального выходного напряжения:
    • Только схема канала на базе ДПН позволила получить выходное напряжение более 100 кВ.
    • Данная схема превосходит все остальные по запасенной в реактивных элементах энергии.
    • Для получения выходного напряжения больше либо равным 100 кВ в каналах, построенных по другим схемам, необходимо включение более чем двух составляющих схем, что ухудшает массо-габаритные характеристики.
    • ДПН существенно проигрывает МС и МСИЕП по времени заряда.
  2. В режиме минимального времени заряда:
    • Схема на основе МСИЕП обеспечивает минимальное время заряда, проигрывая схеме на основе ДПН по запасенной в реактивных элементах энергии.
    • Данная схема обеспечивает меньшее напряжение накачки по сравнению с ОПН и ДПН.
  3. В режимах работы схем с максимальным выходным напряжением целесообразна установка вентилей с малым допустимым рабочим током. Это объясняется тем, что максимальное выходное напряжение достигается на режимах с минимальными потерями в элементах схемы, то есть при малых токах вентилей.
  4. В режимах работы схем с минимальным временем заряда целесообразна установка вентилей с максимально возможным допустимым рабочим током, поскольку схема должна обеспечить протекание максимального количества энергии за возможно меньшее время.

Литература

  1. Болотовский Ю. И., Таназлы Г. И., OrCAD 9.x, OrCAD 10.x. Практика моделирования. М.: СОЛОН-Пресс, 2008.
  2. Болотовский Ю. И., Таназлы Г. И., Вашкевич Е. И., Никитин А. В. Разработка систем заряда емкостных накопителей энергии // Силовая электроника. 2008. № 4.
  3. Булатов О. Г., Иванов В. С., Панфилов Д. И. Полупроводниковые зарядные устройства емкостных накопителей. М.: Радио и связь, 1986.
  4. Казанцев В. Г., Рогинская Л. Э. Анализ способов автоподстройки частоты автономных инверторов, нагруженных на колебательный контур // Электротехника. 1994. № 4.
  5. Реклейтис Г., Рейвиндран А., Рэгсдел К. Оптимизация в технике. М.: Мир, 1986.
  6. Милях А. Н., Волков И. В. Системы стабилизированного тока на основе индуктивноемкостных преобразователей. Киев: Наукова думка, 1974.
  7. Губаревич В. Н., Исаков В. Н., Александров М. М., Кабан В. П. Нерезонансные режимы работы индуктивно-емкостных преобразователей / В кн.: Регуляторы и стабилизаторы напряжения. Киев: Наукова думка, 1977.
  8. Милях А. Н., Кубышкин Б. Е., Волков И. В. Индуктивно-емкостные преобразователи напряжения в источники тока. Киев: Наукова думка, 1964.
  9. Волков И. В., Губаревич В. Н., Исаков В. Н., Кабан В. П. Принципы построения и оптимизация схем индуктивно-емкостных преобразователей. Киев: Наукова думка, 1981.
  10. Кашин Ю. А., Сибагатуллин Р. С., Тухватуллин Р. А., Хомяков И. М. Деконовые системы преобразования электромагнитной энергии / В кн.: Проблемы преобразовательной техники: Тез. док. Всесоюзной научно-техн. конф. Киев. 1983.
  11. Волков И. В., Закревский С. И., Пшеничный В. В. Гибридный элемент электрической цепи — индукон и его использование в качестве преобразователя источника напряжения в источник тока . В кн.: Проблемы преобразовательной техники: Тез. док. Всесоюзной научно-техн. конф. Киев. 1983.
  12. Кулинич В. А. Индуктивно-емкостные управляемые трансформирующие устройства // Электричество. 1982. № 12.
  13. Останенко А. А., Рудык С. Д., Турганинов В. Е. Одноактные преобразователи с повышенным размахом индукции силового трансформатора / В кн.: Проблемы преобразовательной техники: Тез. док. Всесоюзной научно-техн. конф. Ч. 1. Киев. 1983.
  14. Ромаш Э. М. и др. Высокочастотные транзисторные преобразователи. М.: Радио и связь, 1988.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2009_1_34.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо