Силовая электроника №4'2008

Расчет и схемотехника повышающих DC/DC преобразователей напряжения высокой мощности

Виктор Хасиев

Алексей Кулаков

Цель этой статьи — предложить разработчикам набор формул и выражений для предварительного выбора параметров преобразователя напряжения, таких как частота преобразования, количество фаз и контроллеров, a также показать разработчику, как выбрать силовые компоненты: ключевые транзисторы, диоды, дроссели и входные/выходные конденсаторы.


Введение

Повышающие преобразователи высокой мощности находят широкое применение в автомобильной, индустриальной и телекоммуникационных отраслях. При этом важно, чтобы преобразователи мощностью в 300 Вт и больше не требовали дополнительных средств для отвода тепла и принудительного обдува. Кроме того, во многих случаях существуют конструктивные ограничения по высоте таких преобразователей. Один из удачных методов решения этой задачи — это использование метода разделения (метод чередования) фаз преобразования и распределение силовых элементов по большей поверхности. Другими преимуществами метода разделения фаз преобразования является более высокий КПД, меньшая температура силовых компонентов и меньшая величина пульсаций тока и напряжения на входных и выходных конденсаторах. Цель этой статьи — предложить разработчикам набор формул и выражений для предварительного выбора параметров преобразователя, таких как частота преобразования, количество фаз и контроллеров, а также показать разработчику, как выбрать силовые компоненты: ключевые транзисторы, диоды, дроссели и входные/выходные конденсаторы. Слово «предварительные» существенно, так как огром ное количество нелинейных характеристик силовых компонентов не учитывается в этой статье для простоты восприятия, следовательно, требуется дальнейшее моделирование или макетирование.

Временная и блок-диаграммы

Блок-диаграмма многофазного преобразователя представлена на рис. 1, а форма сигналов двухфазного преобразователя — на рис. 3. Угол сдвига α между сигналами каждой из силовых ступеней описывается формулой α = 360 °/ N. Например, для двухфазных систем а составляет 180°, для четырех — 90°и т.д.

 

Многофазовые повышающие преобразователи. Передаточная функция

Основываясь на вольт-секундном балансе энергии дросселя, следующее упрощенное выражение может быть выведено для получения значения рабочего цикла в непрерывно-проводящем режиме и прерывно-проводящем режиме работы преобразователя:

D =(V0-Vin)/V0 ;

Dmax=(V0-Vi_min)/V0 .

Баланс мощности преобразователя описывается следующим выражением:

Р0 = Рin × η ; I0 × V0 = In × Vin × η .

Среднее значение входного тока /гп и средний ток фазы 1рк могут быть найдены как функция от выходного тока и рабочего цикла С:

Iin = I0 / [(1 - D) η];

Iph = I0 / N [(1 - D) η].

Если Д/ определено как пульсации тока и определенная часть тока фазы, то индуктивность и пиковый ток дросселя каждой фазы могут быть найдены следующим образом:

Δ I=Iin× r;   L=(Vin× D × T)Δ I;

Ipk=Iph + Λ I / 2

Несколько уточнений. До тех пор пока Δ I < Iph, конвертер работает в режиме непрерывного тока (РНТ). Как только нагрузка снижается, он переходит в режим прерывистого тока (РПТ). Различие в значениях величины индуктивности в каждой фазе объясняет тот факт, что в многофазном преобразователе, при конкретной нагрузке, одна фаза может работать в РНТ, а другая — в РПТ. Допуски на величину индуктивности дросселя зависят от производственного процесса и находятся в диапазоне 10-20%.

Вычисление максимальных токов и напряжений на силовых компонентах

Пиковое исреднее значения токов — важный фактор при выборе дросселей для очень мощных повышающих преобразователей. Резонансная частота дросселя не так важна для частоты преобразования ниже 300 кГц, но ее надо учитывать для более высокой частоты преобразования. Средний ток индуктивности I_Lаv ипиковый I_Lрк могут быть определены следующими выражениями:

I_Lаv=Iph ;

I_Lрк=Iph + Δ I/2.

Токи I_Lаv и I_Lрк нужно выбирать, основываясь на данных производителя дросселей с учетом роста температуры и тока насыщения. Максимальное напряжение на МОSFЕТ-ключе VQ приблизительно равно V0, то есть VQ = V0 . Ток IQrms через ключевой транзистор можно описать следующей формулой:

IQrms=Iph × √ Dmx × √ 1 + (1/3) × (Δ I/Iph)2

В первом приближении мощность рассеивания на МОSFЕТ (РQ) в режиме стационарной нагрузки может быть описана следующим выражением:

где Т, Vd, Idr_r, Idr_f — период коммутации, напряжение затвора, токи включения и выключения драйвера соответственно. Соss, Qg, Qgd и Qsd — параметры МОSFЕТ.

Пиковый ток через диод равен I_Lрк, обратное напряжение приблизительно равно V0, средний ток, среднеквадратичное напряжение и мощность рассеивания описываются следующими формулами:

Если используется синхронное выпрямление, то среднеквадратичный ток транзистора верхнего плеча и соответствующие потери будут описываться следующим выражением:

Потери переключения в М0SFЕТ верхнего плеча очень незначительны, из-за того, что напряжение на нем практически не меняется во время переключения.

Максимальное напряжение на входных и выходных конденсаторах эквивалентно максимальному входному и выходному напряжению соответственно. Пульсации напряжения на выходном конденсаторе Δ V0 будут функцией от емкости самого конденсатора, пикового тока и эквивалентного последовательного сопротивления (ЕSR).

Δ V0=[(I0 × T × Dmax) / (C × N] + I_Lpk × ESR

Приблизительное значение максимального среднеквадратичного тока через конденсатор можно найти, используя выражение:

I_Crms=I0/N

Установлено на практике, что комбинация электролитического и керамического конденсаторов значительно снижает пульсации тока, проходящие через электролитический конденсатор, что, в свою очередь, снижает габариты выходного фильтра и его стоимость. Один из способов нахождения оптимальной комбинации — это использование специальных программ моделирования. Моделирование позволяет учитывать нелинейные характеристики и паразитные параметры обоих типов конденсаторов и вычислить с хорошей точностью пиковое и среднеквадратичное значение токов.

При выборе всех силовых элементов рекомендуется уменьшать номинальные значения технических параметров и оставлять запас по их значениям. Уровень занижения номинала специфичен для каждого применения и зависит от многих факторов, таких как цена, надежность и размеры преобразователя. Мы рекомендуем как минимум 10% запаса для компонентов преобразователя. Многофазные цепи имеют дополнительные требования, связанные с током разбалансировки между фазами, которые обусловлены точностью измерения тока и цепей преобразования. Дополнительные ограничения должны приниматься во внимание для пикового, среднеквадратичного и среднего значений токов дросселя.

Пример

Давайте рассмотрим преобразователь, который дает 24 В при 6 А в непрерывном режиме при входном напряжении в диапазоне от 8 до 18 В.

Начнем с выбора дросселя для одной фазы и эффективности преобразования не меньше чем 95%. Средний ток индуктивности при минимальном входном напряжении 8 В Vin_min будет 19 А, если же добавить ток пульсаций, то пиковый ток уже будет 25 А. Для снижения тока в два раза мы выберем двухфазный режим работы и частоту преобразования 250 кГц. Средний ток I_Lav уже будет 9,5 А. В качестве индуктивности из серии PB2020 дросселей фирмы Pulse выберем PB2020.153. Для этого дросселя пиковый ток составляет 10,5 А, что ниже тока насыщения с хорошим запасом.

Средний и максимальный ток дросселя будут определять выбор ключевого транзистора. Максимальное значение напряжения на транзисторе 25 В. В качестве ключа мы выберем НАТ2169Н с напряжением 40 Ви LTC3862 (фирмы Linear Technology) в качестве контроллера, который имеет встроенные MOSFET-драйверы. Потери транзистора каждой фазы оценим на уровне 1,6 Вт при минимальном входном напряжении. В качестве выпрямительного диода на 10 А, 40 В выбираем диод Шоттки PDS1040. Мощность рассеивания на диодах каждой фазы оценим как 1,5 Вт. Оба ключевых элемента — транзистор и диод — потребуют дополнительного пространства на печатной плате для отвода тепла. Электрическая схема двухфазного повышающего преобразователя представлена на рис. 2, а временные диаграммы — на рис. 3. В дальнейшем эта схема может быть использована как основа для моделирования и улучшения, если это потребуется.

 

Двухфазный синхронный повышающий преобразователь для автомобильного аудиоусилителя

Электрическая схема этого преобразователя приведена на рис. 4. Она позволяет получить выход 24 В и ток 8,5 А при входном напряжении от 8 до18 В. Выпрямительные диоды Б1 и Б2, которые использовались на схеме рис. 2, заменены на МОSFЕТ 05, 06, как это видно на рис. 4. Эти МОSFЕТ управляются двумя драйверами верхнего плеча U1 и U2. Эффективность схемы достигает 98% и конструктивно может быть реализована с высотой не более 10,5 мм.

Трех- и четырехфазные повышающие преобразователи

Несмотря на то, что сейчас на рынке господствуют двухфазные преобразователи, современные контроллеры позволяют создавать блочный дизайн многофазных контроллеров, где две фазы повышения представляют один блок. Электрическая схема четырехфаз-ного преобразователя показана на рис. 5, а временная диаграмма — на рис. 6. Эта схема позволяет получать 48 В при 8 А от входа при входном напряжении в диапазоне 12-24 В и способна поддерживать выходное напряжение 48 В при падении входного напряжения до 6 В, с соответствующим снижением выходного тока.

 

В этой схеме двухфазные контроллеры соединены для управления четырехфазным преобразователем. Контроллер U1 работает в качестве ведущего, а U2 — в качестве ведомого. U1 генерирует, а U2 принимает тактовый сигнал. Контроллер U1 создает разницу между фазой 1 и фазой 3 в 90 градусов, однако разница между фазой 1 и фазой 2, а также фазой 3 и фазой 4 остается 180 градусов. Четырехфазное повышение легко приводится к трехфазному путем отключения четвертой фазы на L4 и Q4, а ножка Phasemode контроллера U1 подключается к выходу 3V8 контроллера. В этом случае все три фазы будут отличаться друг от друга на 120°.

Заключение

Многофазовые повышающие преобразователи становятся все более популярными, так как соответствуют требованиям по высокой мощности и высокой эффективности, они используются и в тех устройствах, где предъявляются жесткие условия к циклу разработки.

В этой статье представлены базовые математические выражения, необходимые для предварительного выбора силовых элементов схемы многофазного повышающего преобразователя. Воздействующие напряжения и токи на ключевых транзисторах, диодах, индуктивностях и конденсаторах описаны и показаны на двухфазной повышающей схеме, генерирующей 24 В на 6 А при входном диапазоне напряжения от 8 до 18 В.

*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2008_4_36.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо