Силовая электроника №1'2008

Регулируемые согласованные преобразователи частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией в установках индукционного нагрева малой и средней мощности

Евгений Силкин

Схемы преобразователей частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока реализуются значительно реже, чем преобразователи частоты с явно выраженным звеном постоянного тока, однако для установок индукционного нагрева малой и средней мощности можно создать более простые и экономичные устройства, ничем не уступающие преобразователям частоты на основе традиционных структур.

В качестве источников электропитания и управления установок индукционного нагрева в основном используются преобразователи частоты с явно выраженным звеном постоянного тока, содержащие в силовой части управляемый или неуправляемый выпрямитель и автономный инвертор. Двойное преобразование электрической энергии, имеющее место в этом случае, в целом ухудшает технико-экономические характеристики подобных устройств. Кроме того, преобразователи с явно выраженным звеном постоянного тока характеризуются достаточно сложными силовыми схемами и содержат относительно большое число вентилей различных типов, необходимых для осуществления процессов выпрямления и инвертирования. Схемы преобразователей частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока реализуются значительно реже, хотя для некоторых применений на их основе можно создать более простые, экономичные и высоконадежные регулируемые устройства, вполне конкурентоспособные и ничем не уступающие (и даже превосходящие) преобразователям частоты на основе традиционных структур. В первую очередь речь идет об установках малой и средней мощности (от единиц до нескольких сотен киловатт).

Схемы преобразователей частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока широко применялись в устройствах для индукционного нагрева на ионных вентилях (чаще всего ртутных) и генераторных электронных вакуумных лампах [1–3]. С появлением мощных полупроводниковых вентилей интерес к ним значительно снизился [4–10]. Это объяснялось тем, что преобразователи частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока, наряду с известными преимуществами, имели и ряд недостатков, которые были трудноустранимыми на ранних этапах развития электротехники и промышленной электроники на силовых полупроводниковых приборах. К этим недостаткам относили, в частности, отрицательное влияние на питающую сеть (особенно для преобразователей частоты с повышенными токами потребления), низкий коэффициент мощности (при малом числе фаз), а также сложности стабилизации режимов работы элементов и регулирования выходных электрических параметров.

В настоящее время разработан ряд новых схем согласованных преобразователей частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией, а также эффективные способы их управления и регулирования, которые подходят для применения в современных установках для индукционного нагрева [11–20].

На рис. 1 приведена обобщенная электрическая схема трехфазного тиристорного (на SCR) преобразователя частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока. Элементы LФ, СФ представляют собой сетевой фильтр, LО — ограничивающий реактор нулевой (рабочей) линии, СР — разделительные конденсаторы, LЗ — защитные реакторы, LД — демпферные дроссели, LК, СК — коммутирующие дроссель и конденсатор, LИ — индуктор, СП — компенсирующий конденсатор, V1…V6 — вентили (тиристоры) трехфазного управляемого моста, выполненного по схеме Ларионова. В конкретных вариантах реализации некоторые элементы в схеме могут отсутствовать. При выборе параметров сетевого фильтра (LФ, СФ) следует контролировать его резонансную частоту. Применение сетевого фильтра в целом позволяет повысить коэффициент мощности устройства и уменьшить отрицательное влияние его на питающую сеть. Реакторы LФ в преобразователе можно не устанавливать (LФ = 0). Конденсаторы СФ, соединенные в треугольник, обеспечивают эффективную фильтрацию третьей гармоники в потребляемом из сети токе. Как правило, конденсаторы СФ являются обязательным элементом реальной схемы преобразователя частоты. Разделительные конденсаторы СР соединены в трехфазную звезду и образуют искусственную «нулевую» точку. Указанная искусственная нулевая точка может быть соединена с нулем N сети как непосредственно, так и через ограничивающий реактор LО. При относительно малой мощности преобразователя частоты реактор LО не устанавливается (LО = 0), и искусственная нулевая точка может соединяться непосредственно с нулем N сети. Следует отметить, что в этом случае нулевой провод является рабочей линией, и через него протекает суммарный ток фаз сети: А, В, С. Такое подключение целесообразно, например, при использовании для питания преобразователя частоты отдельного сетевого трансформатора с изолированной нейтралью, а также при глухом заземлении одного их выводов индуктора (LИ) или выходного согласующего трансформатора (на схеме рис. 1 не показан). В случае если LО = ∞, потенциал искусственной нулевой точки работающего преобразователя частоты не остается постоянным относительно нуля сети N. При этом размах колебаний потенциала искусственной нулевой точки (относительно нуля сети N) зависит от величин емкости разделительных конденсаторов СР и соотношения емкостей разделительных конденсаторов СР и коммутирующего конденсатора СКК ≠ ∞). Защитные реакторы LЗ обеспечивают мягкую коммутацию вентилей V1…V6 трехфазного моста и имеют, как правило, малую индуктивность. Их целесообразно реализовывать в виде дросселей насыщения. Дроссели насыщения LЗ имеют необходимую величину индуктивности в интервалах коммутации вентилей и не оказывают существенного влияния на электромагнитные процессы в преобразователе частоты на остальной части периода T сигнала выходной частоты ƒИ, так как находятся в состоянии насыщения с малой величиной индуктивности. Демпферные дроссели LД могут выполнять роль коммутирующего дросселя LК (LК = 0) при использовании, например, параллельной или последовательно-параллельной резонансной схемы компенсации (согласования) реактивности индуктора LИ, а также ограничивать ток глухого короткого замыкания фаз сети (А, В, С) через вентили моста V1…V6 в аварийных режимах. Однако такие аварии в реальных условиях для качественно спроектированных систем маловероятны, а наличие индуктивности в цепи выходных выводов трехфазного моста (LД ≠ 0) уменьшает время, предоставляемое вентилям V1…V6 для восстановления управляющих свойств (если используются однооперационные вентили, например, SCR), и существенно ограничивает предельные частотные возможности схемы. Более правильно коммутирующий дроссель LК (если он необходим) включать, как показано на схеме рис. 1 (LД = 0). Всего силовая часть преобразователя частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока содержит только шесть управляемых вентилей V1…V6. При этом одни и те же вентили в схеме используются для осуществления и выпрямления, и инвертирования (а также выполняют функции основных и «вспомогательных» вентилей, что рассмотрено ниже).

Обобщенная схема согласованного преобразователя частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией

Преобразователь частоты работает на выходной частоте ƒИ, существенно превышающей частоту питающей сети ƒCИ >> ƒC). Как правило, выполняется условие:

Ток через вентили V1…V6 во всех режимах работы имеет колебательный характер (резонансная коммутация), что обеспечивается выбором параметров элементов в цепях коммутации вентилей (эквивалентных контуров коммутации последовательного типа)

где RЭ — эквивалентное активное сопротивление в контуре коммутации; LЭ, CЭ — индуктивность и емкость в контуре коммутации. Значения эквивалентных величин (RЭ, LЭ, CЭ) определяются выбранным способом согласования (компенсации реактивности индуктора LИ): последовательная (LД = 0, LК = 0, LО = ∞, CП = 0, CК = ∞ или LД = 0, LК = 0, CП = 0), параллельная (CК = ∞), последовательно-параллельная схемы.

Наиболее простым, с точки зрения схемотехнической, очевидно, является вариант последовательной компенсации: LД = 0, LК = 0, LО = ∞, CП = 0, CК = ∞. Схема преобразователя частоты в этом случае характеризуется и наименьшим значением отношения Q

где ∑ SI — суммарная мощность М реактивных элементов преобразователя частоты, РИ — средняя мощность, потребляемая нагрузкой (индуктором) за период T выходной частоты ƒИ.

Критерий Q ? min часто используют как целевую функцию при оптимизации схем статических преобразователей частоты [21–23].

На основе структуры с последовательной компенсацией реактивности индуктора LИ выполнен источник электропитания нагрева рабочей зоны в реакторе для ректификации фракций жидкого углеводородного топлива на мощность 200 кВт, частоту 1 кГц. В качестве вентильных элементов в силовой части промышленного преобразователя частоты использованы тиристорные модули со структурой ТБИ типа МТF3-630-12 (полумост на ток 0,63 кА и напряжение 1,2 кВ). Вентильный блок имеет жидкостное охлаждение и содержит три модуля МТF3-630-12.

Недостатком данного варианта схемы является фактическое отсутствие параметрического ограничения тока при аварийном коротком замыкании индуктора LИ и наибольший размах колебаний потенциала нуля звезды разделительных конденсаторов CР относительно нуля сети N. Напряжение на соответствующих разделительных конденсаторах CР в рассмотренном случае изменяет знак на каждом полупериоде выходной частоты ƒИ. То есть конденсаторы CР при работе преобразователя частоты перезаряжаются до противоположной полярности в каждом межкоммутационном интервале относительно знака напряжения соответствующей фазы сети (ИA, ИB или ИС).

Поэтому более эффективным является вариант реализации с включенным последовательным коммутирующим конденсатором CК (CК ≠ ∞): LД = 0, LК = 0, CП = 0. Коммутирующий конденсатор CК обеспечивает одновременно последовательную компенсацию реактивности индуктора LИ и параметрическое ограничение тока при возможном коротком замыкании в нагрузке. Вторая схема имеет несколько бульшее значение отношения Q (бульшее число реактивных элементов), но, как правило, и существенно более надежна в работе. Искусственная нулевая точка может быть не соединена (LO = ∞) или соединена с нулем сети N непосредственно (LO = 0), либо через ограничивающий реактор LO (LO ≠ 0). Разделительные конденсаторы CР в преобразователе частоты при отключенной от нуля сети N искусственной нулевой точке (LO = ∞) выполняются с величиной емкости как сравнимой, так и существенно превышающей величину емкости коммутирующего конденсатора CК. При непосредственном соединении нуля звезды разделительных конденсаторов CР с нулем сети N (LO = 0) емкость разделительных конденсаторов должна существенно превышать емкость коммутирующего конденсатора CК. В случае соединения нуля звезды разделительных конденсаторов CР с нулем сети N через ограничивающий реактор LO с конечной величиной индуктивности (LO ≠ 0) возможны промежуточные соотношения величин емкостей CР и CК (в зависимости от величины индуктивности LO).

Согласованный преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией работает следующим образом (вариант CРCК). Вентили в катодной (V1, V3 или V5) и анодной (V2, V4 или V6) группах трехфазного моста включаются поочередно. При включении очередного вентиля катодной группы V1, V3 или V5 в цепи нагрузки формируется условно положительная полуволна тока, а при включении соответствующего вентиля анодной группы V2, V4 или V6 — условно отрицательная полуволна тока. На рис. 2 представлены диаграммы мгновенных значений напряжений в фазах питающей сети (ИA, ИB, ИC) и порядок чередования временных интервалов работы вентилей трехфазного моста V1…V6 . В анодной группе моста на заданном временном интервале работает вентиль, подключенный к фазе с наибольшим положительным напряжением, а в катодной группе — вентиль, подключенный к фазе с наибольшим (по модулю) отрицательным напряжением. Например, в интервале времени t3 – t1 условно положительные импульсы тока в нагрузке формируются при включении вентиля V1, а в интервале времени t4 – t2 условно отрицательные импульсы тока в нагрузке формируются при включении вентиля V6 . В отличие от известных способов в новом способе управления непосредственно после выключения очередного вентиля в анодной или катодной группе (основного вентиля) включается смежный с ним вентиль в катодной или, соответственно, в анодной группе (вспомогательный вентиль). В интервале t3 – t1, таким образом, должен работать вспомогательный вентиль V2, а в интервале t4 – t2 — вспомогательный вентиль V5. При этом электромагнитные процессы в преобразователе частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока можно сравнить, например, с электромагнитными процессами в широко применяемых автономных согласованных инверторах со встречно-параллельными диодами и резонансной коммутацией. В интервале работы вспомогательного вентиля основной вентиль восстанавливает свои управляющие свойства, и осуществляется возврат (рекуперация) в источник питания излишней электромагнитной энергии, накопленной в реактивных элементах контуров коммутации, чем обеспечивается жесткость внешней характеристики и стабилизация режимов работы элементов в условиях изменяющейся нагрузки. В частности, максимальное напряжение на вентилях V1…V6 во всех режимах работы преобразователя частоты с новым способом управления не превышает амплитуды линейного напряжения сети (LФ = 0), а сам преобразователь частоты может сохранять работоспособность без существенного увеличения токов элементов фактически до режима короткого замыкания в нагрузке (LЭ ≠ 0).

Порядок чередования интервалов работы основных и вспомогательных вентилей преобразователя частоты

На рис. 3 приведены временные диаграммы токов и напряжений, поясняющих работу, принцип управления и регулирования рассматриваемого преобразователя частоты. Импульсы управления вентилями V1, V2, V5 и V6 обозначены как ИУ1, ИУ2, ИУ5, ИУ6.

Временные диаграммы токов и напряжений преобразователя частоты

Мгновенное напряжение ИА в фазе А имеет наибольшее положительное (условно) значение, а мгновенное напряжение ИС в фазе С — наибольшее (по модулю) отрицательное значение. Мгновенные значения фазных напряжений (ИА, ИВ и ИС) измеряются датчиками напряжения ДН. В момент времени t0 система регулирования подает импульс управления ИУ1 на вентиль V1, и он включается. Разделительный конденсатор СР заряжен с полярностью, показанной на рис. 1. Через нагрузку LИ по цепи СР – LЗ – V1 – СК – LИ – СР проходит импульс тока условно положительного направления. Коммутирующий конденсатор СК заряжается до напряжения, превышающего напряжение на разделительном конденсаторе СР в фазе А (напряжение ИА), с полярностью, показанной на рис. 1. После колебательного спада тока вентиля V1 он выключается. Подается импульс управления ИУ2 на вентиль V2 (вспомогательный вентиль, момент времени t1 на рис. 3). Коммутирующий конденсатор СК разряжается по цепи СК – V2 – LЗ – СР – LИ – СК. В интервале проводимости вентиля V2 к вентилю V1 прикладывается небольшое отрицательное напряжение, равное падению напряжения на вентиле V2, и вентиль V1 восстанавливает свои управляющие свойства. После спада тока вентиля V2 до нуля коммутирующий конденсатор СК остается заряженным с прежней полярностью. Однако уровень напряжения на конденсаторе СК при этом меньше уровня напряжения на конденсаторе СР в фазе А. В момент времени t2 подается импульс управления ИУ6 на вентиль V6 (основной вентиль). Через нагрузку LИ при работе вентиля V6 протекает импульс тока разряда разделительного конденсатора СР (в фазе С) условно отрицательного направления по цепи СР – LИ – СК – V6 – LЗ – СР. Конденсатор СК перезаряжается до напряжения противоположной полярности. В момент времени t3 включается вспомогательный вентиль V5. Коммутирующий конденсатор СК частично разряжается через вентиль V5 по цепи СК – LИ – СР – LЗ – V5 – СК . В момент времени t4 заканчивается период в работе преобразователя частоты. Далее электромагнитные процессы в схеме повторяются (момент времени t5).

При смене интервала работы (рис. 2) электромагнитные процессы в преобразователе частоты протекают аналогично.

Для надежной работы преобразователя частоты необходимо выполнение следующих условий:

где γ — угол проводимости вспомогательного вентиля, τ — пауза, tП — паспортное время выключения вентилей.

При работе преобразователя частоты на изменяющуюся в широких пределах технологическую нагрузку (индукционный нагреватель) целесообразно использовать способ самовозбуждения. Временная синхронизация в этом случае осуществляется по сигналам датчика тока ДТ, устанавливаемого в цепи нагрузки (рис. 1). Пауза τ в работе формируется автоматически системой регулирования преобразователя частоты. Одновременно в этом случае выполняется текущая автоподстройка преобразователя к собственной частоте последовательного колебательного контура коммутации и, тем самым, минимизируется реактивная мощность системы. Таким же образом производится и защита преобразователя частоты от срывов инвертирования. Ликвидация аварийного режима для согласованного преобразователя частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией осуществляется простым снятием импульсов управления вентилями (сеточная защита). При использовании способа самовозбуждения защита реализуется автоматически.

Действительно нормальная работа (состоявшаяся коммутация) устройства характеризуется следующими переходами

где iИ(t)— мгновенное значение тока нагрузки, ? — угол проводимости основного вентиля.

При аномальном режиме имеем

Очередные импульсы управления вентилями формируются и подаются системой регулирования преобразователя частоты только при условии состоявшейся коммутации.

Изменением паузы τ можно регулировать выходную мощность преобразователя частоты (частотно-импульсный способ). Регулировочная характеристика при этом выражается зависимостью

где uИ(t)— мгновенное значение напряжения на нагрузке.

К недостаткам рассмотренных схем преобразователей частоты с последовательной компенсацией реактивности индуктора LИ следует отнести сравнительно невысокий уровень выходного напряжения UИ. Действующее значение выходного напряжения UИ преобразователя приблизительно равно действующему значению фазного напряжения (UА, UВ, UС). Однако этот недостаток устраним, если преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока работает на выходной согласующий трансформатор.

Схема с параллельной компенсацией реактивности индуктора LИ (LK ≠ 0, CK = ∞) может быть применена в преобразователях частоты для питания удаленных нагрузок. Преобразователь характеризуется достаточно малым значением критерия Q. Выходное напряжение UИ в схеме с параллельной компенсацией несколько выше, чем для варианта с последовательной компенсацией. Применим и способ самовозбуждения. Обеспечиваемый же диапазон регулирования выходных электрических параметров рассмотренным выше частотно-импульсным методом значительно более узкий, чем в схемах с последовательной компенсацией, однако, в принципе, является достаточным для эффективной технической реализации промышленных систем индукционного нагрева с глубоким регулированием.

Преобразователь частоты с последовательно-параллельной компенсацией (LK ≠ 0, CK ≠ ∞) представляет собой наиболее сложный и дорогостоящий вариант (имеет место самое большое значение отношение Q). Однако такая схема является и наиболее универсальной, характеризуется наибольшей устойчивостью и надежностью при работе на изменяющуюся технологическую нагрузку и малой чувствительностью к изменению параметров. В этом случае также возможно использовать способ управления с самовозбуждением и частотно-импульсное регулирование выходных электрических параметров в широких пределах.

Литература

  1. Васильев А. С., Слухоцкий А. Е. Ионные и электронные инверторы высокой частоты. М.: Госэнергоиздат, 1961.
  2. Донской А. В., Ивенский Г. В. Электротермические установки с ионными преобразователями повышенной частоты. М.: Энергия, 1964.
  3. Беркович Е. И., Иоффе Ю. С., Матчак А. Т и др. Тиристорные преобразователи повышенной частоты для электротехнологических установок. Л.: Энергоатомиздат, 1983.
  4. Акодис М. М., Курашко Ю. И. Работа однотактного последовательного преобразователя частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока// Тез. докл. Всесоюзн. науч. технич. совещ., посвящ. вентильным преобразователям частоты, 10–12 сентября 1969 г. Свердловск.
  5. Dewan S. B., Havas G. A solid state supple for induction heating and melting // IEEE Trans. Industr. Gen. Applic. 1969. Vol. 5. No. 6.
  6. Теория работы бестрансформаторного преобразователя частоты с неявным звеном постоянного тока / И. И. Кантер, Н. П. Митяшин, В. Н. Пятницын и др. // Тиристорные преобразователи частоты для индукционного нагрева металлов: Межвуз. науч. сб. Уфа, 1977. № 7.
  7. Moltgen G., Salzmann T. Leistungsfaktor und Stromoberschwingungen beim Direktumrichter am Drehstromnetz // Siemens Forsch. u. Entwickl. Ber. 1978. Bd. 7. Nо. 3.
  8. Kasahara H. Equivalent circuit of high frequency cycloconverter and its application // IEE Japan. 1981. Vol. 101. No. 6.
  9. A cycloconverter system with a high of tank circuit for induction heating / S. Okuma, H. Kojima, I. Sasaki, Y. Amemiya // IEE Japan. 1983. Vol. 103. No. 6.
  10. Shinkman A. L., Axelrod B., Chudnovsky V. A new simplified model of the dunamics of the current-fed parallel resonant cycloconverter // IEEE Trans. Ind. Electron. 2000. No. 3.
  11. П. 0060284, РФ, МКИ Н02 М 5/45. Согласованный резонансный преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 1.
  12. П. 0060810, РФ, МКИ Н02 М 5/45. Согласованный резонансный преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 3.
  13. З. 2007128724, РФ, МКИ Н02 М 5/45. Согласованный преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 10.
  14. З. 2007130833, РФ, МКИ Н02 М 5/45. Согласованный преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 11.
  15. З. 2007130839, РФ, МКИ Н02 М 5/451. Согласованный преобразователь частоты с неявно выраженным звеном постоянного тока и резонансной коммутацией / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 11.
  16. П. 2117378, РФ, МКИ Н02 М 7/48. Способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами / Е. М. Силкин // Б. И. 1998. № 22.
  17. Силкин Е. М. Осамовозбуждении резонансных инверторов со встречно-параллельными диодами // Тез. докл. межд. науч. технич. конф., посвящ. методам и средствам управления технологическими процессами, 25–27 октября 1999 г. Саранск.
  18. П. 2152683, РФ, МКИ Н02 М 7/48. Способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами / Е. М. Силкин // Б. И. 2000. № 19.
  19. 3. 2007109391, РФ, МКИ Н02 М 7/48. Способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 12.
  20. 3. 2007110473, РФ, МКИ Н02 М 7/48. Способ управления преобразователем частоты / Е. М. Силкин // Б. И. 2007. № 12.
  21. Старунов Б. М., Черных Ю. К. Автоматизированное проектирование тиристорного преобразователя частоты для электротехнологии // Тез. докл. Всесоюз. науч. технич. конф., посвящ. применению преобразовательной техники в электроэнергетике, электроприводах и электротехнологических установках, 23–25 сентября 1984 г. Куйбышев.
  22. Дзлиев С. В., Тетюшкин В. С. Решение задач параметрической оптимизации преобразовательных устройств. // Вопросы преобразовательной техники и частотного электропривода: Межвуз. науч. сб. Саратов, 1985.
  23. Черноруцкий И. Г. Оптимальный параметрический синтез: электротехнические устройства и системы. Л.: Энергоатомиздат, 1987.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2008_1_82.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо

Промышленное оборудование: цена преобразователя частоты в Москве. Телефон: (495) 709-79-09.