Силовая электроника №3'2007

Новые схемы статических преобразователей электрической энергии и их сравнительный анализ

Дмитрий Серегин
Анатолий Царенко

В статье предложены новые подходы к построению статических преобразователей, позволяющие повысить их энергетическую эффективность. Предлагаемые подходы позволяют разработать схемные решения, обеспечивающие потребление гладкого тока от первичного источника при низком уровне пульсаций напряжения на выходе преобразователя, улучшенный режим работы согласующего трансформатора, а также низкие потери энергии в силовых полупроводниковых элементах схемы. В ряде применений, например при стабилизации выходного напряжения и изменении напряжения питания, снижается класс силовых полупроводниковых приборов.

В настоящее время среди задач, решаемых с помощью преобразовательной техники, большое место занимают те, что связаны с работой мощного преобразователя при малых напряжениях питания и значительных токах. Типичным примером такого преобразователя может служить работа преобразователя в составе систем автономного электропитания при получении первичной электрической энергии от низковольтного источника (химические источники тока, в частности, водородные топливные элементы, термогенераторы и т. д.). Для ряда таких применений важным показателем является КПД, повышение которого может также способствовать снижению массо-габаритных показателей устройства. Известны схемные решения, применяемые при построении сильноточных низковольтных преобразователей. Широко применяется схема с выводом средней точки трансформатора. Достоинством схемы является включение только одного ключа в цепь силового тока. Последнее определяет малые статические потери в полупроводниковых элементах схемы, являющиеся основными в таких применениях.

Существенным недостатком схемы является сложная конструкция трансформатора, установленная мощность которого увеличивается за счет неэффективного использования первичной обмотки. Кроме того, в базовой схеме отсутствуют пути вывода энергии индуктивностей рассеяния обмоток. При рассеивании этой энергии КПД преобразователя существенно снижается. Соответствующие зависимости приведены на рис. 1 [1]. Для повышения КПД в схему включают дополнительные элементы, предназначенные для вывода этой энергии в нагрузку или в источник питания, если допускается такая возможность. Например, на рис. 2 приведена схема с дополнительным преобразователем для вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеяния, в первичный источник [1]. Однако такая доработка усложняет режим работы и конструкцию преобразователя. Преобразователи характеризуются импульсным потреблением и импульсной передачей энергии в нагрузку.

Зависимость КПД преобразователя с выводом средней точки трансформатора от передаваемой мощности
Вариант схемы преобразователя с выводом средней точки трансформатора и дополнительным преобразователем для вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеяния трансформатора

Заметив, что преобразователи с закрытым входом [2] характеризуются непрерывным током потребления, было предложено строить преобразователи по принципу преобразователей с закрытым входом и свободным обменом энергией между внутренними контурами и источником питания.

Предложенный подход позволяет жестко контролировать напряжение на элементах схемы на уровне, превышающем либо равном напряжению питания, обеспечивает потребление гладкого тока преобразователем, однозначные регулировочные характеристики вплоть до режима холостого хода и снимает вопросы контроля энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеяния трансформатора.

Один из вариантов схемы, реализующий указанный подход, изображен на рис. 3. Свободный обмен энергией между внутренними контурами (нагрузка инвертора VT1–VT4, конденсатор) и источником питания обеспечивается за счет того, что управление двупроводящими ключами на транзисторах VT1–VT4 строится таким образом, что в любой момент времени включена какая-либо пара ключей. Тем самым обеспечивается электрическая связь между внутренними контурами преобразователя и источником питания вне зависимости от направления токов в схеме.

Принципиальная схема преобразователя
Временные диаграммы

Работа схемы рис. 3 поясняется временными диаграммами рис. 4. При этом полагаем, что полупроводниковые приборы представляются идеальными ключами, потери в элементах схемы отсутствуют, пульсации напряжения на конденсаторе C равны нулю, ток нагрузки идеально сглажен, пульсирующие токи реакторов L1, L2 имеют непрерывный характер.

Можно выделить четыре интервала в работе схемы.

На интервале t0 – t1 (рис. 4) открыты транзисторы VT1 и VT4. При этом ток реактора L1 нарастает, замыкаясь по контуру: +E, L1, VT1, –E. С помощью VT4 конденсатор C подключается ко входу выпрямителя VD5–VD8, при этом на нагрузке формируется импульс напряжения, амплитуда которого равна величине напряжения на конденсаторе. Ток нагрузки на этом интервале замыкается по контуру: C, VT4, VD8, ZН, VD5, VT1, C. Ток реактора L2 на этом интервале замыкается по контуру: +E, L2, VT4, C, –E. Таким образом, через конденсатор C и транзистор VT4 протекает ток, равный разности тока нагрузки и тока реактора L2. Как будет показано ниже, ток нагрузки всегда больше или равен току реактора L2, а напряжение на конденсаторе C больше либо равно напряжению питания E. В этих условиях ток транзистора VT4 всегда значительно меньше тока нагрузки либо даже равен нулю. Таким образом, транзистор VT4 является слабо нагруженным элементом, соответственно, потери энергии в нем малы. Наиболее загруженным элементом является транзистор VT1, через который замыкается ток реактора L1 и ток нагрузки.

На интервале t1–t2 открыты транзисторные ключи VT3, VT4. Это могут быть диоды VD3, VD4, либо эти диоды шунтируются открытыми транзисторами для повышения КПД. Токи реакторов L1, L2 втекают в конденсатор C (рис. 4б), спадая под действием разности напряжения на конденсаторе и напряжения питания. На этом интервале на нагрузке формируется нулевая пауза (рис. 4г).

На интервале t2 – t3 открыты транзисторы VT2 и VT3, на входе выпрямителя VD5–VD8 формируется импульс напряжения с параметрами, аналогичными параметрам импульса на интервале t0 – t1, но противоположной полярности (рис. 4а). Интервал t3 – t4 аналогичен интервалу t1–t2.

Анализ электромагнитных процессов в схеме проведем при принятых выше допущениях.

Для режима непрерывного тока реакторов можно записать следующее выражение для тока реактора i1 на интервале импульса:

где Imin — минимальное значение тока реактора; L1 = L2 — индуктивность реактора; E — напряжение питания; tи = t1 – t0 — длительность импульса напряжения на нагрузке (рис. 4г), равная в этом режиме длительности проводящего состояния ключа VT1 (tпрVT1) или VT2 (tпрVT2) при симметричном управлении tпрVT1 = tпрVT2 = tпр.

На интервале T – tи = t4 – t1, когда транзистор VT1 закрыт (рис. 4), ток реактора i2 уменьшается по закону

где Imax — максимальное значение тока реактора; UC — напряжение на конденсаторе C; T — период работы схемы.

Учитывая, что i1(tu) = Imax, i2(T – tu) = Imin, решаем совместно (1) и (2) и получаем

где γ* = tпр/T = tu/T — относительная длительность проводящего состояния ключей VT1 и VT2, равная в этом режиме относительной длительности импульса на нагрузке.

За период работы схемы T на нагрузке формируются два импульса длительностью tи (рис. 4). Тогда среднее значение искомого напряжения на нагрузке равно:

Заметим, что выражение (4) справедливо только для случая 0 ≤ γ* ≤ 0,5. При γ* = 0,5 в выходном напряжении пауза равна нулю (рис. 4г).

Если γ* > 0,5, форма выходного напряжения меняется (рис. 5). При этом в выходном напряжении вновь появляется пауза за счет интервала совместно проводящих транзисторных ключей VT1, VT2. При этом длительность паузы на нагрузке равна tП = tпр – T/2, а длительность импульса на нагрузке равна T/2 – tП. Среднее значение напряжения на нагрузке при γ* > 0,5 равно:

Таким образом, при γ* > 0,5 выходное напряжение на нагрузке постоянно и равно 2·E. Однако напряжение на конденсаторе и на других элементах схемы растет в соответствии с выражением (3). Следовательно, изменение относительной длительности импульса γ* в диапазоне γ* > 0,5 нерационально в данном применении и в дальнейшем нами не рассматривается.

При симметрии силовых элементов и управления на входе выпрямителя VD5–VD8 формируется строго симметричное (без постоянной составляющей) напряжение. Тогда для обеспечения потенциальной развязки и согласования заданного уровня входного и выходного напряжения схема может быть дополнена согласующим трансформатором, установленным на входе выпрямителя VD5–VD8, с заданным коэффициентом трансформации Ктр = ω2/ω1, где ω1 — количество витков первичной обмотки, ω2 — количество витков вторичной обмотки. Введя новую относительную длительность проводящего состояния ключей VT1, VT2 γ, равную

преобразуем выражения (3) и (4) в общем случае с учетом идеальности согласующего трансформатора к виду:

Принятое ? изменяется в диапазоне 0 ≤ γ ≤ 1, в то время когда γ* изменяется в диапазоне 0 ≤ γ* ≤ 0,5. Среднее значение потребляемого тока IВХ может быть найдено из условия энергетического баланса. При КПД схемы, равном единице (η = 1),

откуда с учетом (8) получим

В симметричной схеме токи реакторов IL1 и IL2 равны между собой и равны половине потребляемого тока

Размах пульсаций потребляемого тока можно оценить исходя из следующих соображений. В схеме без потерь в установившемся режиме приращение входного тока на интервале импульса (tи = t1 – t0 рис. 4) равно величине спада тока во время паузы (t1 – t2) и определяется суммарным приращением тока реакторов L1 и L2.

Учитывая выражение (7) и равенство tи = t1 – t0 получим

где ƒ = 1/T, L = L1 = L2.

При этом частота пульсаций ƒП в два раза выше частоты работы схемы ƒ. Выражение (12) показывает, что при γ = 1 (наибольшая нагрузка преобразователя) пульсации потребляемого тока отсутствуют, преобразователь потребляет идеально сглаженный ток. Коэффициент пульсаций потребляемого тока равен

Максимальная и минимальная величина потребляемого тока равна:

Найдем граничное значение тока нагрузки IН ГР, при котором токи дросселей L1 и L2 становятся разрывными, либо знакопеременными. Последнее зависит от способа управления транзисторами VT3 и VT4. Для этого тока, используя (1), можно записать i1(tu) = Imax = 2IL1 при Imin = 0. Следовательно, учитывая (9), можно получить:

Если в паузе транзисторы VT3 и VT4 выключаются, то при IН < IН ГР токи становятся разрывными. Если же транзисторы VT3 и VT4 в паузе включены, то при IН < IН ГР токи дросселей меняют знак. Последнее означает, что энергия, накопленная в реактивных элементах схемы, в паузе частично возвращается в источник питания. Тем самым обеспечивается свободный обмен энергией в схеме. Режим непрерывного тока в этом случае соблюдается, и полученные выше выражения для напряжения UC остаются справедливыми и для режима IН < IН ГР.

Среднее значение тока транзисторных ключей VT1 и VT2 определяется суммой тока нагрузки и тока реактора на интервале импульса (tи = t1 – t0). С учетом (1) получим:

где Imin = IL – ΔIL/2 – минимальный ток одного реактора, IL, ΔIL – среднее значение и приращение тока на интервале импульса одного реактора.

Заметив, что

и учитывая (10), окончательно для тока ключей VT1 и VT2 получим

Под средним значением тока ключей VT3, VT4 будем понимать среднее по модулю значение тока этих ключей. Это объясняется тем, что вне зависимости от того, через какой элемент ключа (транзистор либо диод) замыкается ток, он будет характеризовать суммарные потери в ключе, установленную мощность ключа и т. д. На интервалах паузы (t1 – t2), (t3 – t4) через диод ключа VD3 замыкается ток реактора L1, на интервале импульса (t2 – t3) через транзистор VT3 ключа замыкается разность тока нагрузки и тока реактора L1. При этом выражение (10) показывает, что ток реактора (при достаточно малых пульсациях этого тока) всегда меньше либо равен току нагрузки, пересчитанному к первичной обмотке. Поэтому для среднего по модулю значения тока ключа VT3 (в симметричной схеме ток ключа VT3 равен току ключа VT4) можно записать, учитывая (10):

Выражение (19) показывает, что при γ, стремящемся к единице (режим наибольшей мощности в нагрузке), ток ключей VT3 и VT4 при достаточно малых пульсациях тока реактора практически стремится к нулю. Нетрудно показать, что наибольшее среднее по модулю значение тока ключей VT3 и VT4 достигается при γ = 0,586 и равно:

Обозначив размах пульсаций напряжения на конденсаторе C через ΔUC, и заметив, что на интервалах паузы (t1 – t2), (t3 – t4) через конденсатор течет входной ток IВХ, можно записать:

Решая (21) совместно с (9), получим выражение для определения величины конденсатора C при заданном ΔUC:

Значение емкости конденсатора при заданном ΔUC выбирается с учетом того, что максимальные пульсации напряжения на конденсаторе имеют место при γ = 0,586. Следовательно, выбираемая величина емкости конденсатора равна:

Следует отметить, что частота пульсаций напряжения на конденсаторе ƒПC равна удвоенной частоте работы схемы ƒ, поэтому выражение (22) может быть записано следующим образом:

где ƒПC — частота пульсаций напряжения на конденсаторе.

По полученным выше выражениям можно оценить рабочие параметры элементов схемы и рассчитать характеристики преобразователя. Основные характеристики преобразователя построены на рис. 6, 7, 8, 9 в относительных единицах. На рисунках обозначены точки, полученные при испытаниях макетного образца преобразователя, питающегося от напряжения 24 В с выходной мощностью 2 кВт.

Регулировочная характеристика преобразователя
Зависимость напряжения на конденсаторе
Зависимость входного тока преобразователя
Размах пульсаций потребляемого тока

На рис. 10 приведены зависимости, отражающие относительную величину напряжения на ключах рассматриваемой схемы, работающей в режиме стабилизации выходного напряжения, при изменении питающего напряжения. По оси абсцисс отложена кратность изменения напряжения питания E* = E/Emin, где Emin — минимальное напряжение питания. По оси ординат отложена кратность изменения максимального напряжения на ключах Uкл* = Uкл/Uклmin, где Uклmin — минимальное напряжение на ключах (при условии, что при γ = 1 напряжение питания E = Emin). Можно показать, что для схемы рис. 3 Uкл = (E* + 1)/2. На том же графике показана аналогичная зависимость, характерная для мостовой схемы и схемы с выводом средней точки трансформатора. Для этих схем, очевидно, Uкл* = E*. Как видно из графиков, чем выше кратность изменения напряжения питания, тем выигрышней использование в режиме стабилизации рассматриваемой схемы.

Зависимость относительной величины напряжения на ключах в функции кратности изменения питающего напряжения

Анализируя полученные зависимости, можно сделать следующие выводы:

  1. Схема потребляет во всех режимах непрерывный ток с малыми пульсациями. Пульсации потребляемого тока всегда значительно меньше пульсаций тока любого из входных реакторов.
  2. Напряжение на нагрузочном контуре во время импульса всегда выше напряжения питания и равно напряжению на конденсаторе C. Последнее позволяет уменьшить коэффициент трансформации согласующего трансформатора в повышающих преобразователях, что определяет особую перспективность данной схемы при питании от низковольтных источников.
  3. Принципиальной особенностью схемы является то, что силовой ток замыкается фактически через один из нижних транзисторов VT1 или VT2, транзисторы VT3 и VT4 оказываются слабо нагруженными, в пределе при γ ≈ 1 токи ключей VT3 и VT4 практически равны нулю, что повышает КПД схемы, в особенности при низковольтном питании, когда определяющими потерями являются статические потери в ключах.
  4. Регулирование выходного напряжения в схеме осуществляется не только за счет коэффициента заполнения γ, но и за счет изменения амплитуды выходных импульсов в процессе регулирования. При этом, если данная схема используется в режиме стабилизации выходного напряжения при изменении напряжения питания, то уровень напряжений на элементах схемы при прочих равных условиях оказывается меньше, чем в схемах, в которых стабилизация осуществляется только за счет коэффициента заполнения γ (например, схема с выводом средней точки трансформатора).

Для оценки перспективности применения предлагаемого схемного решения проведем сравнительный анализ потерь мощности в полупроводниковых приборах инверторной части схемы рис. 3 и нашедших наибольшее применение в преобразовательной технике преобразователей, построенных на базе мостовой схемы и схемы с выводом средней точки трансформатора (рис. 11).

Схемы DC/DC-преобразователей

Предположим, что в сравниваемых схемах используются однотипные силовые МДП-транзисторы. Напряжение питания (E) и напряжение на нагрузке (UН) во всех схемах одинаковые. Ток нагрузки идеально сглажен, активная составляющая нагрузки (RН) одинаковая. Последнее означает, что в нагрузке выделяется одинаковая мощность. Расчет токов ключей в сравниваемых схемах проведем при условии отсутствия потерь в схемах, фактически предположив, что потери в ключах мало влияют на токораспределение в сравниваемых схемах. Будем полагать, что сравниваемые схемы используются в качестве повышающих DC/DC-преобразователей.

Напряжение на нагрузке мостовой и нулевой схемы найдется из выражения

где Kтр = ω21 — коэффициент трансформации; ω1 — количество витков первичной обмотки трансформатора мостовой схемы, либо половина первичной обмотки трансформатора в схеме с выводом средней точки трансформатора; ω2 — количество витков вторичной обмотки трансформатора; γ1—коэффициент заполнения.

Напряжение на нагрузке схемы рис. 3 определяется выражением (8). Заметим, что при одинаковом напряжении питания и напряжении на нагрузке, в общем случае,

Напряжение на нагрузке в сравниваемых схемах достигает максимума при условии γ = γ1 = 1. Тогда из выражений (8) и (25) получаем, что

при условии равенства максимального напряжения в схемах.

При равенстве тока нагрузки (IН) в схемах ток первичной обмотки трансформатора, являющийся током нагрузки инверторов во время импульса в мостовой и нулевой схеме, в два раза больше, чем в схеме рис. 3. Далее для упрощения будем полагать, что Kтр = 1. Учитывая вышесказанное, можно оценить потери проводимости транзистора в мостовой и нулевой схеме (PМ,О).

где T — период работы инверторов; rON — сопротивление транзистора в проводящем состоянии.

Динамические потери в транзисторах мостовой и нулевой схем фактически будут определяться потерями выключения, поскольку потери включения в указанных схемах относительно малы. Последнее определяется тем, что время включения МДП-транзистора значительно меньше времени коммутации тока с диодов выходного выпрямителя на транзистор, обусловленного индуктивностью рассеяния согласующего трансформатора. При этом транзистор включается на малый ток.

Пользуясь методикой оценки потерь переключения [3], для транзистора мостовой схемы получим выражение, определяющее потери выключения (Pвык. м.):

где Uкл = Е — напряжение на транзисторе; Iкл = 2 × IН — ток транзистора; toff — время выключения транзистора; ƒ — частота переключений транзистора, равная частоте работы мостовой схемы.

Для схемы со средней точкой трансформатора потери переключения (Pвык. сред) равны

где Uкл = 2 × Е — напряжение на транзисторе в момент выключения.

Суммарные потери в полупроводниковых приборах мостовой схемы (Pмост), учитывая (27) и (28), равны

Суммарные потери в полупроводниковых элементах схемы со средней точкой трансформатора (Pсред) равны с учетом (27) и (29)

В схеме рис. 3 потери проводимости в транзисторах VT1 и VT2 определяются суммой тока нагрузки и тока соответствующего входного реактора. Учитывая (10), найдем действующее значение тока транзисторных ключей:

Потери прямой проводимости в указанных транзисторах равны

Действующее значение тока в транзисторах VT3 и VT4 на интервале импульса определяется разностью тока нагрузки и тока реактора, а на интервале паузы — током реактора. С учетом обозначений (рис. 4) и выражения (10) для действующего значения тока транзисторов получим:

Потери прямой проводимости в указанных транзисторах равны

На рис. 12 представлены в относительных единицах зависимости действующих значений тока через ключи VT1 и VT3 от коэффициента заполнения γ, построенные по полученным выше выражениям.

Действующие значения тока ключей схемы

Потери включения транзисторов VT1 и VT2 определяются только током реакторов (10) и напряжением на конденсаторе C (7) и не зависят от тока нагрузки. Последнее объясняется тем, что время коммутации тока нагрузки с диодов выходного выпрямителя значительно больше времени включения транзисторов, тем самым влияние тока нагрузки на потери включения незначительно, аналогично тому, как это учитывалось в схеме с выводом средней точки трансформатора и в мостовой схеме. Потери выключения определяются суммой тока реактора и нагрузки и напряжением на C. Используя методику [3], получим для суммарных динамических потерь в транзисторах VT1 и VT2:

где ton — время включения транзистора.

Потери переключения VT3 и VT4 малы, поскольку транзисторы включаются и выключаются при нулевом напряжении.

Учитывая (33), (35) и (36), получим выражение для определения потерь в полупроводниковых элементах схемы рис. 3:

где

При равенстве напряжения на нагрузке в процессе регулирования, учитывая (8), (25) и (26), легко показать, что

Тогда, учитывая, что IH = UH/RH, и заменяя в (30) и (31) γ1 на γ, получим:

Выражения (39), (40) и (41) позволяют рассчитать потери в транзисторах сравниваемых схем, работающих при одинаковых входных и выходных напряжениях на идентичную нагрузку. На рис. 13 приведена зависимость потерь в полупроводниковых элементах схем при регулировании выходного напряжения. Потери рассчитаны при E = 24 В, Kтр= 1, RН = 0,48 Ом, ƒ = 30 кГц, rON = 5·10-3 Ом, toff = 120 нс, ton = 50 нс.

Зависимость потерь в транзисторах

Сравнивая полученные зависимости, можно увидеть, что схема рис. 3 по потерям в транзисторах аналогична схеме с выводом средней точки трансформатора, и обе схемы значительно лучше мостовой схемы в заданных условиях. Идентичность по потерям схемы с выводом средней точки трансформатора и схемы рис. 3, несмотря на то, что в схеме рис. 3 присутствуют дополнительные транзисторы (VT3, VT4), обтекаемые током, можно объяснить исходя из следующих физических соображений. Амплитуда тока в транзисторах VT1, VT2 схемы рис. 3 при условии идеально сглаженных токов реакторов и нагрузки и симметрии схемы равна, с учетом (10):

Амплитуда тока в транзисторах схемы с выводом средней точки трансформатора равна

Однако относительная длительность импульса в схеме с выводом средней точки трансформатора γ1 при прочих равных условиях меньше, чем относительная длительность импульса γ в схеме рис. 3, поскольку в схеме рис. 3 регулирование выходного напряжения осуществляется не только за счет γ, но и за счет изменения амплитуды напряжения на нагрузке, пропорциональной величине напряжения на конденсаторе C (7). Амплитуда тока в VT1 и VT2, как видно из (42), уменьшается с уменьшением относительной длительности импульса γ. Однако, за счет того, что относительная длительность импульса γ больше, чем относительная длительность γ1, ток протекает через VT1 и VT2 схемы рис. 3 в течение времени, большего, чем длительность проводящего состояния ключей в схеме с выводом средней точки трансформатора. Кроме того, транзисторы VT3 и VT4 схемы рис. 3 обтекаются небольшим разностным током, если относительная длительность импульса γ меньше единицы. Указанные факторы обуславливают практически одинаковую зависимость потерь от относительной длительности импульса в схеме с выводом средней точки трансформатора и схеме рис. 3.

Вместе с тем, схема рис. 3 имеет согласующий трансформатор, более простой в исполнении, с меньшим коэффициентом трансформации и меньшей установленной мощностью. Схема потребляет хорошо сглаженный ток. В ряде применений, например, в режиме стабилизации напряжения на нагрузке, можно использовать приборы с меньшим допустимым напряжением. Все вышеперечисленное выгодно отличает предлагаемую схему от известных технических решений, в особенности в области низких питающих напряжений и больших токов.

Используя предложенный подход к построению, можно реализовать ряд схем, обладающих дополнительными преимуществами по сравнению со схемой рис. 3.

На рис. 14 представлена схема, которую можно назвать схемой с расщепленным конденсатором, которая обладает теми же преимуществами, что и схема рис. 3, обеспечивая параметрическое выравнивание полуволн напряжения на трансформаторе и исключая подмагничивание трансформатора, при несимметрии управления или параметров схемы.

Схема с расщепленным конденсатором

При несимметрии управления, когда длительность положительного импульса на первичной обмотке трансформатора не равна длительности отрицательного импульса, амплитуды этих импульсов, равные напряжениям на конденсаторах C1 и C2, также не равны. При этом в паузах (открыты VT3 и VT4) к первичной обмотке трансформатора приложена разность напряжений на конденсаторах (рис. 15).

Напряжение на первичной обмотке трансформатора в схеме рис. 14 при несимметричном управлении

Заметив, что при γVT1 ≠ γVT2, где γVT1 = (2 × tпрVT1)/T и γVT2 = (2 × tпрVT2/T) — коэффициенты заполнения соответственно VT1 и VT2, определим напряжение на конденсаторах:

Если γVT1 < γVT2, то UC1 < UC2, тогда площадь положительной полуволны напряжения равна:

Разделив левую и правую часть на T/2 и учитывая (44), получим

Площадь отрицательной полуволны, отнесенная к T/2, равна:

Равенство выражений (46) и (47) доказывает справедливость утверждения о параметрическом симметрировании режима работы трансформатора.

Естественно, что при несимметричном управлении частота первой гармоники пульсаций выходного напряжения в два раза ниже, чем в симметричной схеме.

Подход, с использованием которого построена описанная выше схема, может быть успешно применен для построения многофазных схем. На рис. 16 представлена схема трехфазного DC/DC-преобразователя. Он отличается использованием трех входных дросселей, трех конденсаторов и трех транзисторных полумостов, которые образуют плечи трехфазной мостовой схемы. При этом можно применить многофазный (в данном случае трехфазный) трансформатор, что дает возможность уменьшить его массо-габаритные показатели при той же установленной мощности. Подача управляющих импульсов на транзисторы осуществляется с фазовым сдвигом между управляющими импульсами разных полумостов. Осциллограммы напряжений, поясняющие работу схемы рис. 16, показаны на рис. 17.

Принципиальная схема многофазного преобразователя
Временные диаграммы

Аналогично однофазной схеме, рассмотренной выше, для многофазных схем существует максимальная длительность интервала импульса, при превышении которого среднее напряжение на нагрузке DC/DC-преобразователя не изменяется, а изменяются лишь амплитуды импульсов. Обозначим отношение длительности открытого состояния нижних транзисторов (на рис. 16 — транзисторов VT1, VT3, VT5) к периоду работы схемы γ*. Можно показать, что указанная максимальная длительность открытого состояния нижнего ключа соответствует γ*max = (m – 1)/m, где m – количество фаз (для схемы рис. 16 m=3), γ*max = (m – 1)/m = 2/3. Фазовый сдвиг между импульсами, подаваемыми на плечи фаз, соответствует временному сдвигу 1/m × T, где T — период работы схемы. Для схемы рис. 16 эта величина равна T/3.

Регулировочная характеристика такой схемы имеет два участка, в зависимости от γ* (рис. 18).

Регулировочная характеристика и зависимость напряжения на конденсаторе от коэффициента заполнения

Напряжения на конденсаторах, аналогично (3), определяются соотношением:

При максимальном значении γ* = 2/3 напряжение на конденсаторах в три раза больше E, и, таким образом, амплитуда напряжения на первичной обмотке также в три раза больше напряжения питания.

Пусть γ* < 1/3. При таком коэффициенте заполнения существуют интервалы, на протяжении которых замкнут один нижний ключ и два верхних (длительность такого интервала для каждого ключа равна T×γ*), и интервалы, на протяжении которых замкнуты все верхние ключи. Напряжение к нагрузке выпрямителя прикладывается только на интервалах, когда замкнут нижний ключ. Одно из линейных напряжений на первичных обмотках трансформатора равно нулю, а два других по абсолютной величине равны напряжениям на конденсаторах. Таким образом, учитывая, что, вообще говоря, значение выпрямленного выпрямителем на вторичной стороне напряжения определяется схемами включения первичных и вторичных обмоток («звезда – звезда», «треугольник – звезда» и т. д.), что можно отразить коэффициентом KСХ, в схеме три плеча, для среднего напряжения на нагрузке можно записать:

Пусть теперь 1/3 ≤ γ* ≤ 2/3 (см. рис. 17). При таком коэффициенте заполнения существуют интервалы, на протяжении которых замкнут один нижний ключ и два верхних (t1 – t2, t3 – t4, t5 – t6). Также существуют интервалы, на протяжении которых замкнут один верхний ключ и два нижних (t0 – t1, t2 – t3, t4 – t5). Как на первых, так и на вторых интервалах времени к первичным обмоткам трехфазного трансформатора прикладываются линейные напряжения, одно из которых равно нулю, а два других равны по абсолютной величине напряжениям на конденсаторах. На вторичной стороне трансформатора, таким образом, всегда присутствует напряжение, определяемое трансформированными напряжениями на конденсаторах. Это напряжение одинаково по абсолютному значению, а изменяются лишь задействованные фазы и полярность напряжения на них.

Следовательно, регулировочная характеристика может быть записана следующим образом:

Соответствующие зависимости показаны на рис. 18.

Многофазные схемы, и, в частности, данная, обладают всеми преимуществами, свойственными однофазной, рассмотренной выше. Кроме того, они обладают дополнительными уникальными преимуществами.

В определенном диапазоне коэффициентов заполнения γ* — от 1/m до (m-1)/m (для схемы рис. 16 от 1/3 до 2/3) — напряжение на нагрузке выпрямителя не имеет пауз между импульсами, а с изменением коэффициента заполнения меняется только амплитуда импульсов. То есть на нагрузку выпрямителя подается постоянное напряжение регулируемой величины. Кроме того, при стабилизации напряжения на нагрузке при изменении питающего напряжения максимальное напряжение на ключах преобразователя не изменяется, и остается таким же, как и при минимальном напряжении питания. За счет этого необходимость обеспечения работы преобразователя при изменяющемся напряжении питания и стабилизации напряжения нагрузки не требует повышения класса применяемых ключевых приборов по сравнению со случаем работы от минимального напряжения питания.

Объясняются эти преимущества тем, что, как это указывалось выше, в указанном диапазоне замкнуты всегда либо один нижний ключ, либо два. Поэтому, независимо от интервала работы, два линейных напряжения всегда отличны от нуля и равны напряжениям на конденсаторах. Напряжение на выходе также всегда отлично от нуля и определяется трансформированным напряжением конденсаторов. При стабилизации напряжения нагрузки необходимо поддерживать одно и то же напряжение на конденсаторах, что определяет постоянство напряжений на ключах.

Схемы инверторов, на которых базируются предложенные схемные решения DC/DC-преобразователей, допускают применение и в качестве самостоятельных схем, предназначенных для питания нагрузки переменного тока. Они могут осуществлять широтно-импульсное регулирование и широтно-импульсную модуляцию.

Таким образом, предложенный подход позволяет построить схемные решения, которые имеют следующие преимущества:

  • гладкий потребляемый ток в широком диапазоне коэффициентов заполнения;
  • на первичной стороне согласующего трансформатора напряжение больше напряжения питания, что снижает коэффициент трансформации в повышающих преобразователях, упрощает конструкцию трансформатора (по сравнению со схемой с выводом средней точки трансформатора) и уменьшает его паразитные параметры;
  • при стабилизации напряжения на нагрузке и увеличении питающего напряжения максимальное напряжение на ключах и других элементах схемы преобразователя растет существенно медленнее, чем напряжение питания; за счет этого снижается класс применяемых приборов;
  • из двух ключевых приборов, составляющих плечо схемы, один существенно разгружен по току, и значительный вклад в потери в полупроводниковых элементах схемы вносит лишь один ключ из пары, что позволяет существенно повысить КПД схемы;
  • энергия, накапливаемая в индуктивности рассеяния трансформатора во время импульса, автоматически выводится в нагрузку или первичный источник питания, для чего не требуется каких-либо изменений или дополнений схемы;
  • схема устойчива к несимметрии, которая может быть несимметрией управления или несимметрией параметров ключевых элементов схемы и т. п.

Многофазные схемы имеют, кроме того, следующие уникальные преимущества:

  • в определенном диапазоне коэффициентов заполнения на нагрузку выпрямителя подается постоянное, с нулевыми пульсациями, напряжение регулируемой величины, при соответствующем управлении верхними ключами плеч схемы обеспечиваются однозначные регулировочные характеристики вплоть до режима холостого хода;
  • при стабилизации напряжения на нагрузке при изменении питающего напряжения максимальное напряжение на ключах преобразователя остается таким же, как и при минимальном напряжении питания; за счет этого необходимость обеспечить работу преобразователя при изменяющемся напряжении питания и стабилизации напряжения нагрузки не требует повышения класса применяемых ключевых приборов по сравнению со случаем работы от минимального напряжения питания

Литература

  1. Царенко А. И., Серегин Д. А. К вопросу построения мощных DC/DC преобразователей, питающихся от низковольтных сетей // Силовая электроника. 2006. № 3.
  2. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. К.: Технiка. 1978.
  3. Уильямс Б. Силовая электроника: приборы, применение, управление. Справочное пособие: перевод с английского. М.: «Энергоатомиздат». 1993.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2007_03_59.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо