Силовая электроника №4'2006

Определение параметров PSpice моделей полевых транзисторов МДПТ и биполярных транзисторов IGBT по экспериментальным характеристикам

Игорь Недолужко
Павел Воронин
Алексей Лебедев


В статье описаны методики определения параметров модифицированных PSpice моделей мощных МДП полевых транзисторов и биполярных транзисторов с изолированным затвором IGBT по экспериментальным характеристикам с помощью систем MATHCAD и PSpice Optimizer.


Встроенные в PSpice модели мощных МДП полевых транзисторов (МДПТ) и биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) плохо моделируют характеристики (особенно динамические) этих силовых транзисторов. Поэтому в литературе и на сайтах фирм-изготовителей появились усовершенствованные модели этих силовых транзисторов, которые составляются из нескольких PSpice компонентов (моделей силовых транзисторов, зависимых источников тока и т. д.), они оформляются в виде подсхем. Будем называть эти модели составными (СМ). Численные значения параметров таких моделей, по всей видимости, соответствуют неким индивидуальным экземплярам силовых транзисторов, так как если по этим моделям с помощью PSpice рассчитать характеристики силовых транзисторов, то они обычно существенно отличаются от типовых характеристик, приводимых в справочных данных. Возникает необходимость определения параметров этих моделей. Имеющаяся в системе OrCAD программа PSpice Model Editor (PSME) предназначена для определения параметров встроенных в PSpice моделей и, в общем, не пригодна для определения параметров СМ. В [1] и [2] описаны СМ силовых диодов, полевых транзисторов МДПТ и биполярных транзисторов IGBT, а также методика определения их параметров по справочным данным. При отсутствии таких данных или при необходимости определения параметров каких-то конкретных силовых транзисторов можно воспользоваться их экспериментальными характеристиками.

В настоящей статье приведены характеристики некоторых типов полевых транзисторов МДПТ и биполярных транзисторов IGBT, снятых с применением установки (с цифровым осциллографом), разработанной на кафедре промышленной электроники МЭИ [3]. Описана методика определения параметров СМ силовых транзисторов по этим характеристикам с помощью блока PSpice Optimizer (PSO), входящего в систему Orcad [4].

На рис. 1 показана одна из самых простых структур СМ полевых транзисторов МДПТ. Составные модели полевых транзисторов  различных фирм отличаются, в основном, способом моделирования емкости Cgd(U) и обратного диода D1. Некоторые фирмы дополняют схему паразитными индуктивностями выводов (порядка 5-7 nH).

Рис. 1. Модифицированная (составная) PSpice модель МДП_транзистора
Рис. 1. Модифицированная (составная) PSpice модель МДП полевых транзисторов

В качестве примера рассмотрим определение параметров СМ полевых транзисторов типа BUZ91А (Id_max = 8 A, Uds_max = 600 V). Его СМ имеется на сайте фирмы Siemens. В этой СМ зависимость Cgd(U) моделируется двумя емкостями: постоянной (при Udg < 0) и барьерной емкостью диода C(Udg) при Udg > 0. Переключение с одной емкости на другую осуществляется ключами с нулевым порогом переключения. Зависимость Cgd(U) получается разрывной, что может приводить к несходимости процесса расчета. В новых версиях OrCAD появилась функция дифференцирования переменной по времени DDT, применение которой позволяет упростить моделирование Cgd(U) с помощью зависимого источника тока (рис. 1) Gcgd:

value={(if ( v(dd,gg)>Vx,CGDO/(1+v(dd,gg)/VJGD)**MGD), CGDX)*DDT (v(ddgg)))}

Здесь Vx определяется из равенства Cgd(Vx) = CGDX. Обычно по умолчанию берется VJGD = 0,75, тогда Vx меньше 0,75 и приближенно можно взять Vx = 0 (как в СМ Siemens). Недостаток аппроксимации с применением DDT заключается в трудности задания точных начальных условий, что приводит к ошибкам в начале первого периода переходного процесса. Внутренний полевой транзистор МДПТ (на схеме — Q1) вместе с Ron и Rss моделирует статические характеристики СМ в нормальном включении. Если задать, например, L = 1u и W = 2u, то Q1 описывается всего двумя параметрами — KP и VTO. Обратный диод описывает ВАХ СМ в инверсном включении и нелинейную емкость сток-исток. Точное моделирование МДПТ полевых транзисторов  в инверсном включении важно только в схемах синхронного выпрямления, поэтому специально параметры модели диода определять не будем и воспользуемся для него моделью Siemens: ISO = 0.3 n, BV = 600, RS = 0.05, CJO = 0.6n, TT = 0.5 u.

Таким образом, для СМ данного силового транзистора нужно определить статические параметры KP, VTO, RON и RSS и динамические RGG, CGDX, CGSA, CGDO, MGD и VJGD. Для определения статических параметров необходимы экспериментальные статические ВАХ: стоко-затворная для активной (пологой) области и выходная для области насыщения (крутой).

Все характеристики снимались в импульсном режиме для предотвращения перегрева силовых транзисторов. На рис. 2 приведены стокозатворные характеристики полевого транзистора типа BUZ91А, снятые при Uds = 50 В, а на рис. 3 и 4 — осциллограммы напряжений сток-исток и затвор-исток при включении и выключении силового транзистора в схеме ключа с резистивной нагрузкой (Vdd = 105 В, Rd = 11 Ohm, Vg = 15 В, Rg = 10 Ohm, времена нарастания и спада Vg около 10 nS). Выбор схемы с рези-стивной нагрузкой обусловлен ее простотой и меньшим влиянием паразитной индуктивности (по сравнению, например, с работой на токовую нагрузку).

Рис. 2. Стоко_затворные ВАХ BUZ91А (Id_MESS — датчик тока в расчете, Id_exp — ток в эксперименте)
Рис. 2. Стоко_затворные ВАХ BUZ91А (Id_MESS — датчик тока в расчете, Id_exp — ток в эксперименте)

Обозначения «ex» соответствуют экспериментальным характеристикам, «ps» — результаты расчета на PSpice (см. далее), «ps_INF» — результаты расчета на PSpice по модели Siemens.

При расчетах учитывались полные паразитные индуктивности (индуктивности выводов и монтажа) не более Lg = 7 nH, Ld = 60 nH, Ls = 10 nH. Видно, что экспериментальные характеристики существенно отличаются от расчетных по СМ Siemens (Infineon).

Для определения статических параметров СМ воспользуемся экспериментальной проходной ВАХ (рис. 2) и одной точкой переходной характеристики (рис. 3) Uds(9 A) = 6,3 В.

Определить эти параметры можно несколькими способами: с помощью блока PSME [4], в системе MATHCAD [1, 2], в блоке PSO системы Orcad [4].

Здесь применялся третий способ. Результаты представлены в таблице 1, а на рис. 2 показана расчетная характеристика. Наибольший интерес представляет определение динамических параметров с помощью PSpice Optimizer. Сначала в системе MATHCAD аналитически рассчитываются начальные приближения. Начальное приближение параметра RGG рассчитывается по разности напряжений плато (полочки) затворного напряжения на этапах включения и выключения RGG = 1,2 Ohm:

Таблица 1. Параметры СМ BUZ91А, определенные в PSO
Таблица 1. Параметры СМ BUZ91А, определенные в PSO

В начале включения (до полочки) напряжение на затворе нарастает экспоненциально (если не учитывать индуктивность затвора):

Отсюда в системе MATHCAD в блоке given-minerr с использованием приведенной зависимости находится CGSA = 1,48n. На этапе включения после полочки напряжение на затворе нарастает также экспоненциально, но уже с другой постоянной времени.

Отсюда находится CGDX = 6,3n. Начальные приближения для CGDO, MGD и VJGD можно взять из СМ Siemens: CJO = 0,458n; M = 0,579; VJ = 1,035.

Параметры в PSO отыскиваются по нескольким точкам экспериментальных осциллограмм тока и потенциала затвора при включении и выключении таким образом, чтобы расчетные осциллограммы совпадали с экспериментальными. Для этих целей общий массив показаний, записанных цифровым осциллографом, объемом в десять тысяч точек прореживается любыми средствами до десяти-пятнадцати точек. В среде Orcad моделируется схема эксперимента, вызывается программа PSO и вводятся внешние спецификации с использованием этих прореженных данных. В строке EVALUATE спецификации были заданы для напряжения на затворе функция yatx(v(gs),!), а для тока функция yatx(I(Id_mess),!), где vgs — потенциал затвора силового транзистора в расчетной схеме, Id_mess — нулевой ЭДС, выполняющий функцию датчика тока стока. Также надо учитывать, что время начала моделируемых процессов в схеме должно совпадать с временем экспериментальных процессов, записанных осциллографом, и при необходимости ввести соответствующее смещение. После старта программа PSO начнет автоматически варьировать искомые параметры модели, пытаясь подогнать расчетные формы напряжения и тока под заданные ей во внешних спецификациях. В качестве начальных условий для BUZ91 были взяты значения, определенные в МС: RGG = 1,022; CGSA = 4,449n; CGDX = 5,397n; VJGD = 1; CGDO = 1n; MGD = 0,5.

Значения параметров, полученные при оптимизации, приведены в таблице 1, а на рис. 3 и 4 показаны характеристики, рассчитанные в PSpice с этими параметрами.

В таблице 2 приведены результаты эксперимента и расчета для двух значений тока стока (сопротивления Rd). Видно, что ошибки расчета достаточно малы.

Таблица 2. Результаты моделирования и эксперимента с транзистором BUZ91А
Таблица 2. Результаты моделирования и эксперимента с силовым транзистором BUZ91А

Заметим, что при подстановке параметров из таблицы 1 в СМ Siemens результаты расчетов по этой модели практически полностью совпадают с результатами расчетов по рассмотренной модели.

Теперь применим описанную выше методику для определения СМ биполярных транзисторов IGBT по экспериментальным характеристикам на примере силового транзистора типа IRG4PC50U. СМ биполярных транзисторов IGBT и методика определения ее параметров по справочным характеристикам рассмотрены в [2].

На рис. 5 показана структура СМ биполярного транзистора.

Рис. 5. Структура составной модели БТИЗ
Рис. 5. Структура составной модели биполярного транзистора

Структура VT1 такая же, как и рассмотренная ранее на рис. 1 (без обратного диода D1).

Помимо параметров модели полевых транзисторов МДПТ, рассмотренных ранее, здесь нужно определить параметры биполярного транзистора, который при нормальном включении биполярного транзистора может находиться или в отсечке, или в активной нормальной области работы. Для определения параметров СМ необходимо, как и для полевого транзистора МДПТ, снять статические ВАХ — проходную в активной области и выходную в области насыщения (рис. 6 и 7), а также осциллограммы напряжений на коллекторе и затворе (рис. 8 и 9) в схеме ключа с резистивной нагрузкой (Vge = 15 В; Rg = 10 Ohm; Vd = 105 В; Rc = 11 Ohm). В отличие от справочного режима измерения на токовую нагрузку схема с резистивной нагрузкой была выбрана для определения параметров в силу меньшего влияния паразитной индуктивности.

Рис. 6. Экспериментальная и расчетная характеристики насыщения IRG4PC50U при Vge = 10
Рис. 6. Экспериментальная и расчетная характеристики насыщения IRG4PC50U при Vge = 10
Рис. 7. Экспериментальная и расчетная проходная характеристики IRG4PC50U при Vd = 50
Рис. 7. Экспериментальная и расчетная проходная характеристики IRG4PC50U при Vd = 50

В начале расчета нужно определить начальные приближения для всех параметров. Параметры RGG, CGDX, CGSA определяются так же, как описано для полевого транзистора МДПТ. RGG = 1,022, CGSA = 4,449n, CGDX = 5,397n.

Спад тока коллектора после выключения внутреннего полевого транзистора МДПТ происходит экспоненциально с постоянной времени BF*TF и описывается формулой:

Отсюда по скачку тока можно найти BF = 0,815, а по нескольким точкам «хвоста» осциллограммы тока вычислить TF = 302n.

На сайте фирмы International Rectifier (www.irf.com) имеется СМ этого силового транзистора, здесь можно взять параметры обратного диода IS = 6,56n, RS =0,023, N = 2, XTI = 0,5, BV = 600, IBV = 0,00025, CJO = 11,6n, VJ =1,5, M = 0,64, TT = 17,5n.

Начальные приближения CGDO, VJ, MJ определяются в MATHCAD по справочной характеристике Crss(U): CGD0 = 4,16n, MGD = 1,66, VJGD = 3,03.

Статические параметры IS, NF, RON, Beta, VTO определяются в МATHCAD в блоке given-minerr с использованием зависимостей [2] с учетом найденного параметра BF:

Для IRG4PC50U найдены следующие начальные приближения параметров IS = 1,756E-8, NF = 1,993, RON = 0,033, Beta = 4,669, VTO = 5,015 (при L = 1u и W = 2u, Kp = Beta).

Далее эти параметры уточняются в PSO по методике, описанной ранее для полевого транзистора.

Значения параметров, полученные при оптимизации, приведены в таблице 3, а на рис. 8 и рис. 9 показаны характеристики, рассчитанные в PSpice с этими параметрами. Как видно, расчетные осциллограммы в достаточной степени совпадают с экспериментальными.

Таблица 3. Параметры СМ IRG4PC50U, определенные в PSO
Таблица 3. Параметры СМ IRG4PC50U, определенные в PSO

В таблице 4 приведены результаты эксперимента и расчета для двух значений тока стока (сопротивления Rd).

Таблица 4. Результаты моделирования и эксперимента с транзистором IRG4PC50U
Таблица 4. Результаты моделирования и эксперимента с силовыми транзистором IRG4PC50U

Таким образом, предложенная здесь методика отыскания параметров составных моделей полевых транзисторов МДПТ и биполярных транзисторов IGBT по экспериментальным данным позволяет достаточно точно моделировать процессы переключения как для данного, так и для других режимов работы. Характеристики переключения транзисторов, которые использовались в эксперименте, заметно отличаются от характеристик переключения, рассчитанных по составным моделям фирм производителей.

Заметим, что как и в PSpice, встречающиеся в тексте имена параметров моделей, например CGSA или Cgsa, равнозначны.

Литература

  1. Лебедев. А. Г., Недолужко И. Г. Усовершенствованные PSpice модели мощных диодов и МДП транзисторов и определение их параметров // Практическая силовая электроника. 2003. №11. МПМ-Ирбис.
  2. Лебедев А. Г., Недолужко И. Г. Методика определения параметров PSpice моделей IGBT транзисторов // Силовая Электроника. 2005. № 2.
  3. Воронин П. А., Щепкин. Н. П. Устройство контроля параметров силовых транзисторов // Практическая силовая электроника. 2003. № 11. МПМ-Ирбис.
  4. Разевиг В. Д. Система проектирования Orcad 9.2. М.: Cолон-Р, 2001.

Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2006_04_20.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо