Силовая электроника №3'2006

К вопросу построения мощных DC-DC преобразователей напряжения, питающихся от низковольтных сетей

Анатолий Царенко
Дмитрий Серегин


В мощных DC-DC преобразователях напряжения, работающих от низковольтных источников питания, с минимальным количеством последовательно включенных в цепь силового тока полупроводниковых приборов, одним из основных факторов, определяющих режим работы и параметры элементов устройства и его КПД, является избыточная энергия, которая накапливается в индуктивностях рассеивания согласующих силовых трансформаторов. В статье рассматриваются вопросы рациональной утилизации этой энергии, приводятся схемные решения, позволяющие существенно повысить КПД преобразователей напряжения и жестко ограничить напряжения на силовых элементах.


Мощный DC-DC преобразователь напряжения, работающий от низковольтного (10-50 В) источника питания (аккумуляторные батареи, водородные источники питания и т. д.), преобразует энергию постоянного тока с уровнем в сотни ампер. Не трудно убедиться, что в таких случаях статические потери энергии в полупроводниковых элементах преобразователя напряжения существенно, часто на порядок, превышают динамические. Таким образом, силовая схема преобразователя напряжения должна содержать минимальное количество последовательно включенных в цепь потребляемого тока силовых полупроводниковых приборов. Как правило, это однотактные схемы либо двухтактная схема с выводом нулевой точки первичной обмотки силового трансформатора.

Схема DC-DC преобразователя напряжения, построенного на базе известного инвертора со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора, представлена на рис. 1. В схеме для наглядности выделены индуктивности рассеивания обмоток силового трансформатора. Особенностью данной схемы, а также преобразователей напряжения, построенных на базе однотакт-ных схем, является необходимость вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора на этапах проводимости силовых транзисторов.

Рис. 1. Схема DC/DC_преобразователя
Рис. 1. Схема DC-DC преобразователя  напряжения

Для вывода энергии индуктивностей рассеивания в схеме необходимы дополнительные элементы. Если такой вывод энергии не обеспечивается, то ЭДС самоиндукции индуктивности рассеивания трансформатора при запирании силового транзистора схемы может вызвать на нем бросок напряжения, что приведет данный прибор к выходу из строя.

Простейшие устройства, обеспечивающие ограничение напряжения на силовых транзисторах, — это RCD-цепочки, показанные на рис. 1. Помимо ограничения напряжения на силовых транзисторах они снижают потери энергии в транзисторах на этапе выключения, что при низковольтном питании не столь актуально.

Энергия, выводимая из индуктивностей рассеивания в силовые конденсаторы C1, C2, при очередном включении силовых транзисторов VS1, VS2 рассеивается в токоограничивающих резисторах R1, R2, что существенно (как будет показано ниже) снижает КПД устройства.

Режим работы RCD-цепочек, а соответственно, и уровень напряжения на силовых конденсаторах C1, C2 и силовых транзисторах VS1, VS2, в немалой степени зависит от режима работы инвертора, в частности, от коэффициента заполнения ключей, тока нагрузки и т. д. Не вдаваясь в подробности, укажем, что в зависимости от режима работы схемы наибольшее значение напряжения на силовых транзисторах схемы может значительно превышать удвоенную величину напряжения питания. Последнее заставляет использовать в схеме силовые транзисторы с повышенным допустимым напряжением и, как следствие, с увеличенным падением напряжения на силовом транзисторе в проводящем состоянии, что снижает КПД схемы.

Не проводя детального анализа работы схемы, можно оценить соответствующую мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках. Соответственно, эта мощность в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов, может быть приближенно оценена как

где введены следующие обозначения: Iн' — ток нагрузки, пересчитанный в первичную обмотку (принимается, что ZН имеет индуктивный характер, ток нагрузки хорошо сглажен и может быть принят постоянным на периоде работы схемы), LS1 — индуктивность рассеивания первичной обмотки, LS3' — пересчитанная к первичной обмотке индуктивность рассеивания вторичной обмотки, f— частота работы преобразователя, Kпр — коэффициент, характеризующий максимальное напряжение на силовые конденсаторах C1, C2 (или, что то же самое, на транзисторах преобразователя напряжения) при максимальном токе нагрузки преобразователя напряжения, и равный

(1а)

где UC MAX— максимальное напряжение на силовых конденсаторах C1 и C2, E— величина напряжения питания.

Для оценки потерь в RCD-цепочках в соответствии с уровнем тока, частотой и индуктивностями рассеивания силового трансформатора (то есть конструкции трансформатора) необходимо получить зависимость величины индуктивностей рассеивания силового трансформатора от параметров схемы (в упрощенном варианте это могут быть частота, установленная мощность силового трансформатора, величина тока или величина напряжения).

С помощью известных методик расчета силового трансформатора [1, 2], выбрав материал для сердечника и обмоток, можно приближенно оценить величину индуктивности рассеивания обмоток. С учетом материала сердечника (феррит 2000 НМ) и обмоток (медь), конструкции силового трансформатора (броневой) были построены зависимости суммарной индуктивности рассеивания обмоток трансформатора LS 1+LS3' = L, пересчитанной к первичной обмотке (предполагается, что обмотки несекционированные) от установленной мощности силового трансформатора (S) для трех рабочих частот трансформатора (10, 20 и 30 кГц) для напряжений питания 24 и 12 В (рис. 2).

Рис. 2. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания трансформатора от его установленной мощности: а) E = 24 В, б) E = 12 В
Рис. 2. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания силового трансформатора от его установленной мощности: а) E = 24 В, б) E = 12 В

Имея зависимости рис. 2, можно оценить мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках (Prcd), через установленную мощность силового трансформатора (S). Далее полагаем, что мощность, передаваемая в нагрузку преобразователем напряжения (P), и установленная мощность силового трансформатора связаны известным соотношением

S = Pxkсхемы (2)

где kсхемы — коэффициент, зависящий от схемы и режима работы преобразователя напряжения [3, 4]. КПД преобразователя напряжения (определяемый в предположении, что единственными потерями являются потери, рассеиваемые в RCD-цепочках) равен:

(3)

Можно считать, что расчетная максимальная индукция в сердечнике B(S, f), определяемая рабочей частотой и установленной мощностью силового трансформатора (при принятых для силового трансформатора конструкции и геометрических соотношениях), задает число витков первичной обмотки ω1 через напряжение на первичной обмотке. Предположим, что режимом с максимальной вольт-секундной площадью будет режим с напряжением на первичных обмотках в форме меандра с периодом, равным T (где T— период работы схемы), и амплитудой, которую можно считать равной напряжению питания E. Тогда можно записать:

(4)

где Sс(S, f) — площадь сечения сердечника, B(S, f) — максимальная индукция в сердечнике. Таким образом, в силу известной приближенной формулы расчета индуктивностей рассеивания [1,2], для суммарной индуктивности рассеивания, пересчитанной к первичной обмотке,

(5)

где k — коэффициент пропорциональности, lоб (S, f) — средняя длина витка обмотки.

Приняв, что КПД преобразователя напряжения определяется только потерями в RCD-цепочках, считая коммутации пренебрежимо малыми, токи обмоток и напряжения на обмотках имеющими прямоугольную форму, ток вторичной обмотки и напряжения на обмотках не имеющими пауз, можно считать, что приведенный к первичной обмотке ток нагрузки преобразователя напряжения равен

(6)

Тогда, пользуясь оценкой мощности, проходящей через индуктивности рассеивания, приведенной выше, можно оценить мощность, выделяющуюся в резисторах R1, R2, подставляя вместо (LS1+LS3') суммарную индуктивность рассеивания силового трансформатора L:

Таким образом, в пределах сделанных предположений, PRCD не зависит от E.

На рис. 3а приведены полученные зависимости мощности PRCD для частот 10, 20 и 30 кГц от установленной мощности силового трансформатора. На рис. 3б показаны соответствующие оценки для КПД преобразователя ηRCD.

Рис. 3. Зависимость PRCD (а) и ηRCD (б) от установленной мощности трансформатора
Рис. 3. Зависимость PRCD (а) и ηRCD (б) от установленной мощности силового трансформатора

Зависимости, приведенные на рис. 3, позволяют сделать вывод о неперспективности применения защитных RCD-цепей в мощных преобразователях напряжения с низковольтным питанием. На практике преобразователи напряжения, выполненные по схеме рис. 1, мощностью более нескольких сотен ватт не применяются.

Естественным решением, расширяющим области применения аналогичных преобразователей напряжения, является вывод энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, в питающую сеть либо в нагрузку. Вывод энергии индуктивностей рассеивания в источник питания имеет то преимущество, что передаваемая таким путем мощность может варьироваться в широких пределах независимо от величины нагрузки преобразователя напряжения. Кроме того, вывод этой энергии в питающую сеть обеспечивается гораздо более простым схемным решением. На рис. 4 показана схема, реализующая указанный принцип. Энергия, накапливаемая в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором во всех режимах работы близко к двойному напряжению питания, всегда оставаясь несколько больше его. При этом максимальные напряжения на силовых транзисторах жестко ограничены напряжением на силовом конденсаторе C1.

Рис. 4. Схема преобразователя с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания
Рис. 4. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания

Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 на требуемом уровне обеспечивается за счет работы регулятора первого рода, выполненного на силовом транзисторе VS3, диоде VD3 и дросселе L1. Установленная мощность регулятора первого рода, естественно, меньше установленной мощности основного преобразователя напряжения и определяется энергией, выводимой из индуктивностей рассеивания силового трансформатора.

Оценим мощность, на которую должен быть рассчитан регулятор первого рода, при допущении, что все полупроводниковые элементы схемы — идеальные ключи, потери энергии в элементах схемы отсутствуют.

Эквивалентная схема для этапа вывода энергии из индуктивностей рассеивания в силовой конденсатор C1 изображена на рис. 5. Эта схема справедлива при условии малых пульсаций напряжения на силовом конденсаторе C1. Тогда напряжение на силовом конденсаторе UC может быть принято постоянным, а конденсатор C1 эквивалентно заменен источником напряжения, равным UC. Кроме того, предполагаем, что выходной выпрямитель за счет индуктивности в нагрузке стягивается в точку на всем интервале вывода энергии. При этом выводимая энергия будет наибольшей.

Рис. 5. Эквивалентная схема на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания
Рис. 5. Эквивалентная схема на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания

Энергию, выводимую в силовой конденсатор, можно представить как сумму энергии, накопленной к этому времени в индуктивностях рассеивания, и энергии, потребленной от источника питания на этапе вывода энергии в силовой конденсатор. Пренебрегая током индуктивности намагничивания, можно считать, что ток индуктивностей рассеивания спадает от величины Iн' до нуля линейно. Обозначая время спада тока как tсп, можно записать:

(8)

Мощность, потребляемая от источника питания, за время вывода энергии из индуктивностей рассеивания равна:

(9)

Накопленная к моменту запирания силового транзистора в индуктивностях рассеивания энергия может быть оценена следующим образом:

(10)

С учетом выражений (9) и (10) мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, равна:

(11)

где f— частота работы преобразователя напряжения.

При UC= 2xE мощность Pвспом= 2xfxLx (Iн')2, при большем UC мощность Pвспом меньше.

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 за один цикл вывода энергии из индуктивностей рассеивания может быть оценено из условия, что вся выводимая энергия накапливается в конденсаторе и на интервале вывода передача энергии вспомогательным преобразователем пренебрежимо мала.

Приращение энергии в силовом конденсаторе δ WC равно

где AUC — приращение напряжения на силовом конденсаторе С1. Тогда

(13)

На рис. 6 показаны зависимости мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при UC ≈2xE.

Рис. 6. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности трансформатора (при UC ≈ 2xE)
Рис. 6. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем напряжения, от установленной мощности силового трансформатора (при UC ≈ 2xE)

Для проверки эффективности приведенной выше схемы со вспомогательным преобразователем было проведено моделирование ее работы в системе моделирования MicroCap.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В модели силового трансформатора, рассчитанного по указанной выше методике, учтены индуктивности рассеивания и индуктивность намагничивания. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преобразователь напряжения построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). По результатам моделирования КПД схемы — 96%. Полученный КПД, в отличие от ηRCD (3), учитывает также потери в полупроводниковых элементах схемы.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 285 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 324 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

На рис. 7 показаны полученные при моделировании осциллограммы. Преобразователь напряжения работает в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов основного преобразователя напряжения (коэффициент заполнения равен 0,87).

Рис. 7. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем

Моделирование показало, что включение ключа в одном из плеч схемы в то время, как в противоположном плече ток еще не спал, существенно замедляет спад этого тока, а также нарастание тока во включившейся обмотке. Это объясняется трансформацией напряжения на включившейся обмотке в противоположное плечо и трансформацией тока в обмотку включившегося плеча из обмотки противоположного. Поэтому предпочтительно включать ключевой прибор в одном из плеч не раньше, чем в противоположном плече ток спадет до достаточно малой величины.

Очевидно, что при уменьшении индуктивности рассеивания трансформатора снижается мощность вспомогательного источника питания, уменьшается длительность коммутации, что повышает КПД схемы и позволяет реализовать ее работу на более высокой частоте. Широко известным методом снижения индуктивности рассеивания является применение в силовом трансформаторе секционированных обмоток. На рис. 8 показаны зависимости суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности трансформатора при Е = 24 В для силового трансформатора с несекциониро-ванной обмоткой (аналогично рассматриваемому выше), рассчитанного на рабочую частоту 30 кГц, и для трансформаторов с секционированной обмоткой при числе элементов обмоток, равном двум [2], которые рассчитаны на частоты 30 и 50 кГц.

Рис. 8. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности трансформатора при E = 24 В для трансформатора с несекционированной обмоткой и для трансформатора с секционированной обмоткой (число элементов обмоток равно двум)
Рис. 8. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности силового трансформатора при E = 24 В для трансформатора с несекционированной обмоткой и для силового трансформатора с секционированной обмоткой (число элементов обмоток равно двум)

Следует заметить, что конструктивно выполнение мощного высокочастотного силового трансформатора с низковольтными (сильноточными) обмотками достаточно сложная задача.

Обычно сильноточные обмотки такого трансформатора выполняются в виде пластин с эффективной поверхностью охлаждения, часто обдуваемых с помощью внешнего вентилятора. В таких силовых трансформаторах организация дополнительного силового вывода либо организация секционирования обмоток практически не усложняет его конструкцию, а следовательно, секционирование обмоток, несомненно, перспективно в этих применениях.

На рис. 9 приведены полученные при моделировании схемы с трансформатором с секционированными обмотками осциллограммы.

Рис. 9. Осциллограммы работы преобразователя со вспомогательным преобразователем. Применен трансформатор с секционированными обмотками
Рис. 9. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем. Применен силовой трансформатор с секционированными обмотками

Снижение индуктивностей рассеивания предоставляет возможность сократить длительность интервалов коммутации, что в свою очередь позволяет реализовать работу преобразователя напряжения на большей частоте.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 50 кГц, вспомогательного преобразователя — 100 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1700 Вт. По результатам моделирования КПД схемы достигает 97%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем, — 77 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 97 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования здесь также может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

Недостатком рассмотренной выше схемы со вспомогательным преобразователем является то, что на интервале спада тока в обмотке этот ток протекает через источник питания Е. Вследствие чего энергия, которая поступает во вспомогательный преобразователь после каждого запирания транзистора основного преобразователя напряжения, оказывается больше, чем энергия, накопленная в индуктивности рассеивания силового трансформатора перед запиранием силового транзистора. Если исключить из контура протекания тока обмотки источник питания на интервале спада тока, то энергия, выводимая в источник  питания, уменьшится, то есть уменьшится мощность вспомогательного преобразователя. Схема с таким включением вспомогательного преобразователя показана на рис. 10. Уменьшение мощности вспомогательного преобразователя ведет к снижению стоимости и массо-габаритных показателей его элементов, упрощению его конструкции.

Рис. 10. Схема преобразователя с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности
Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

В схеме на рис. 10 энергия из индуктивностей рассеивания выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором U*c несколько больше Е. C1 заряжен таким образом, что вывод отрицательной полярности подключен к средней точке силового трансформатора. Предполагается, что пульсации напряжения на C1 пренебрежимо малы по сравнению с величиной напряжения на C1. Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 осуществляется за счет регулятора третьего рода, включающего силовой транзистор VS3, диод VD3 и дроссель L1.

В предыдущей схеме (рис. 4) ток в обмотке силового трансформатора спадал под действием напряжения, равного разности напряжения на входном силовом конденсаторе вспомогательного преобразователя (C1 на рис. 4) и напряжения питания. Эта разность несколько превышала Е. В схеме на рис. 10 ток спадает под действием напряжения, равного напряжению на входном конденсаторе вспомогательного преобразователя, которое в этой схеме несколько превышает Е. Таким образом, скорости спада тока в индуктивностях рассеивания в данных схемах, при одинаковых величинах самих ин-дуктивностей рассеивания, очевидно, равны. Однако ток обмотки на этапе спада в схеме рис. 10 не протекает через источник питания Е. В эквивалентной схеме на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания, в отличие от рис. 5, необходимо учитывать лишь напряжение U*c. В соответствии со сказанным, W* потр = 0.

Для мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, можно получить:

P*вспом = 2xfxW*нак = fxLSσx(Iн')2. (14)

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 в схеме рис. 10 может быть оценено следующим образом:

(15)

Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при применении таких же трансформаторов, что и для условий рис. 6, приведена на рис. 11. Как видно из (11) и (14), с учетом Uc2xE, эта мощность в два раза меньше мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, для условий рис. 6.

Рис. 11. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности трансформатора для схемы с дополнительным преобразователем уменьшенной мощности
Рис. 11. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора для схемы с дополнительным преобразователем уменьшенной мощности

Было проведено моделирование в системе MicroCap работы преобразователя напряжения, построенного по схеме рис. 10.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 также использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преоб разователь построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). Параметры силового трансформатора соответствуют трансформатору с несекционированными обмотками. По результатам моделирования КПД схемы — 96%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 157 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 162 Вт.

На рис. 12 показаны полученные при моделировании осциллограммы.

Рис. 12. Осциллограммы работы преобразователя со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности
Рис. 12. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

Выше были описаны возможные пути решения проблемы, возникающей при разработке схем ключевых преобразователей напряжения с выводом нулевой точки трансформатора — необходимости вывода энергии из индуктивностей рассеивания силового трансформатора. Требование повышения КПД преобразователя напряжения делает логичным обеспечение вывода этой энергии в первичный источник питания взамен ее рассеивания в потери. Расчеты величины данной энергии и мощности, передаваемой вспомогательными преобразователями, проведенные для параметров схем, которые можно считать типичными для современных преобразователей напряжения такого типа, позволяют считать эффективным применение описанного решения.

Схема, рассмотренная здесь второй (рис. 10), позволяет снизить мощность вспомогательного преобразователя, не ухудшая режим преобразователя напряжения по сравнению со схемой рис. 4. Поэтому в большинстве случаев применение такой схемы представляется предпочтительным. Но в силу, например, конструктивных особенностей преобразователя напряжения может оказаться целесообразным применение и схемы рис. 4. Разумеется, приведенные оценки определяются выбранными конструкцией и материалами силовых трансформаторов и могут варьироваться в широких пределах в зависимости от применяемых трансформаторов. Однако можно утверждать, что рассмотренные схемы позволяют в широком диапазоне параметров схем с выводом нулевой точки трансформатора существенно повысить КПД схемы, принципиально улучшить режим работы силовых транзисторов основного преобразователя напряжения, жестко ограничивая максимальное напряжение на них вблизи минимально необходимой величины, требуя при этом применения весьма простого дополнительного преобразователя.

Литература

  1. Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Советское радио. 1971.
  2. Горский А. Н., Русин Ю. С, Иванов Н. Р., Сергеева Л. А. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания. М.: Радио и связь. 1988.
  3. Моин В. С. Лаптев Н. Н. Стабилизированный транзисторные преобразователи. М.: Энергия. 1972.
  4. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. Киев: Техника. 1978.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2006_03_68.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо