Силовая электроника №2'2006

Компоненты силовой электроники для мощных импульсных источников питания

Саркис Эраносян
Владимир Ланцов


В статье рассмотрен спектр основных компонентов силовой электроники, необходимых для реализации современных вторичных источников питания с выходной мощностью 600-5000 Вт. Анализ базы компонентов силовой электроники сделан на основе структуры силовой части типа «входное (сетевое) устройство — корректор коэффициента мощности (ККМ/PFC) — однотактный прямоходовой (forward) преобразователь напряжения» с двумя последовательно включенными силовыми ключами по схеме так называемого «косого» моста. Подробно описаны компоненты основных узлов мощных вторичных источников питания, таких как сетевой выпрямитель, корректор коэффициента мощности на входе преобразователя напряжения, выходной высокочастотный выпрямитель и фильтр. Приведены параметры и свойства магнитопроводов для накопительных дросселей и высокочастотных силовых трансформаторов. Алгоритм выбора основных компонентов пояснен на примере расчета модулей питания мощностью 1215 Вт (220 В 50 Гц/27 В; 45 А) и 2400 Вт (220 В 50 Гц/48 В; 50 А).


В настоящее время проблемы разработки маломощных (от 1 до 50 Вт) импульсных источников питания и источников питания средней мощности (от 50 до 500 Вт) довольно полно описаны в статьях и книгах, как отечественных, так и зарубежных. Кроме того, на рынке продаж достаточно много моделей отечественных и импортных источников питания — AC-DC и особенно DC-DC преобразователей напряжения. В то же время выбор мощных покупных источников питания (от 500 Вт до 3–5 кВт и более) существенно меньше. К тому же на практике часто требуются источники питания со специальными характеристиками. На Всероссийской конференции «Разработка электроники на заказ»» (Санкт-Петербург, 3 ноября 2005 года) отмечалось, что «рынок источников питания небольшой мощности перенасыщен, а рынок заказных, в первую очередь, мощных источников питания еще далек от насыщения».

Мощные источники питания сегодня востребованы достаточно широко, и потребность в них будет расти. Они используются в системах бесперебойного питания, в радиопередающей и различной аналитической аппаратуре, лазерной технике и т. п. Вместе с тем, по мнению авторов, нигде комплексно и достаточно полно не рассмотрены алгоритм выбора современных компонентов силовой электроники и их номенклатурный набор, ориентированный именно на разработку мощных источников питания. В то же время особенности структуры, схемотехники и характеристики источников питания (КПД, показатели электромагнитной совместимости, надежности функционирования, масса и габариты) в значительной степени определяются типами использованных компонентов силовой электроники.

Типовые структуры и некоторые замечания по выбору компонентов силовой электроники

Для большей наглядности и конкретики предложено это сделать на основе одной из распространенных структур и схемотехники мощного импульсного источника питания, структуры типа «входной выпрямитель — корректор коэффициента мощности (ККМ/PFC) — однотактный прямоходовой (forward) преобразователь напряжения» с двумя последовательно включенными силовыми ключами. Такая структура может без особой сложности обеспечить выходную мощность источника питания от 500 до 1500 Вт при частотах преобразования 100–250 кГц и правильном выборе компонентов силовой электроники. Для обеспечения большей выходной мощности до 5000 Вт целесообразно использовать схему сдвоенного однотактного преобразователя напряжения, в котором силовые ключи ведомого преобразователя работают со сдвигом по фазе на 180° (относительно ключей ведущего преобразователя напряжения). При этом принципиально, что выходные обмотки силовых трансформаторов обоих преобразователей напряжения через высокочастотные (ВЧ) выпрямители работают на общий выходной фильтр. Другой путь построения мощных модулей питания связан с использованием квазирезонансных вторичных источников питания (аналогичных модулям питания фирмы Vicor). Преобразователь напряжения с мощностью в несколько киловатт также может быть выполнен одинарным (по одноячеечной структуре) с силовым ключом на мощном биполярном транзисторе с изолированным затвором (БТИЗ/IGBT). Однако сегодня частота преобразования на IGBT составляет не более 100–150 кГц (реально не более 100 кГц).

Прежде чем перейти к анализу базы компонентов силовой электроники, на основе которой выполняются типовые узлы мощных вторичных источников питания, отметим некоторые особенности разработки именно такого рода силовых устройств:

Разумные ограничения номенклатуры базы компонентов силовой электроники. Это касается, прежде всего, ограничения возможности выбора силовых транзисторов и диодов, так сказать «снизу», то есть практически для любого источника питания можно использовать компоненты силовой электроники, рассчитанные только на токи большие, чем заданные. В то же время при разработке вторичных источников питания малой и средней мощности, как правило, рабочие токи меньше 3–5 А. Это позволяет в ряде случаев использовать компоненты силовой электроники с большим запасом по току и, соответственно, с меньшим сопротивлением открытого канала МОПТ- или MOSFET полевого транзистора. Тем самым удается снизить статические потери мощности; одновременно повышается надежность работы модуля питания в предельных или аварийных режимах. Для мощных модулей питания такая возможность существенно ограничена. Как показывает анализ номенклатуры силовых ВЧ-диодов и MOSFET ведущих фирм-производителей, доля компонентов силовой электроники для применения в источников питания мощностью от 600 Вт до 5 кВт составляет 15–20% всего типономи-нального ряда элементов.

Характеристика схемы управления мощного блока. Речь идет о соотношении мощности и объема системы управления относительно аналогичных параметров силовой части. Расчеты показывают, что мощность системы управления в сетевых блоках мощностью от 600 Вт до 5 кВт составляет 1–0,3%. При этом по объему узел управления составляет 2,0–1,2% от всего объема блока. Такое соотношение объясняется тем, что в настоящее время удельная объемная мощность для маломощных (5–12 Вт) служебных вторичных источников питания может достигать значений 60–80 Вт/дм3. В результате этого достаточно просто (в сравнении с вторичными источниками питания средней мощности) решается проблема оптимизации системы управления.

Модульный синтез мощных сетевых блоков. И наконец, как показано в работах [1, 2], мощные источники питания хорошо синтезируются с помощью набора унифицированных силовых модулей питания, а еще лучше — интегрированных силовых модулей (SIPM). Причем в процессе создания более высоких технологий и внедрения новой базы компонентов силовой электроники, можно оперативно модернизировать ранее разработанные силовые устройства путем замены определенного типового модуля на более современный. С той же особенностью связана основная концепция разработки мощных вторичных источников питания, которая заключается в дополнительных мерах по повышению надежности этих блоков путем резервирования маломощного служебного узла питания «своих» цепей управления, а также использования специальных микроконтроллеров и цифровых сигнальных процессоров (DSP-контроллеров). Благодаря этим дополнительным современным устройствам возникают сервисные функции: диагностика работы основных энергонапряженных узлов и компонентов силовой электроники, выполнение различных измерительных задач, регистрации и запоминания нестационарных и предаварийных режимов и т. п. Таким образом обеспечивается анализ и мониторинг предельных режимов силовых элементов с целью предупреждения их повреждений. Соответственно, при проведении регламентных работ можно осуществлять предупредительную замену ненадежных узлов в мощном модуле питания.

С целью систематизации рассмотрения параметров современной базы компонентов силовой электроники для мощных источников питания предложены две типовые схемы сетевых блоков с ККМ на основе:

  • одинарного однотактного прямоходового преобразователя напряжения (рис. 1);
  • сдвоенного однотактного прямоходового преобразователя напряжения (рис. 2).

Рассмотрим основные устройства (узлы) и компоненты схемы вторичных источников питания (рис. 1). Выбор конкретных компонентов силовой электроники для рассматриваемого источника питания приведен ниже (пример 1).

Входное устройство. Во входной цепи (А1) однофазного переменного тока (220 В 50 Гц) последовательно включен мощный ограничитель пусковых токов (Inrush current limiter) — терморезистор (термистор) Rt с отрицательным температурным коэффициентом (NTC). Для ограничения импульсных перенапряжений, амплитуда которых может достигать 2 кВ (и даже 4 кВ), применен сильноточный быстродействующий варистор RU. Сетевой поме-хоподавляющий фильтр (ФС) типа CxLCxCy осуществляет как подавление электромагнитных помех со стороны сети, так и со стороны самого импульсного источника питания. Сетевые фильтры могут применяться как в виде готовых узлов, так и выполняться на печатной плате из «рассыпных» дискретных компонентов силовой электроники (дроссели, помехоподавляющие конденсаторы). Типовые фильтры мощных вторичных источников питания выполняются по схемам C LC CyL-типа или двойного П-образного фильтра. Преимущество фильтра на «рассыпных» компонентах силовой электроники — меньшая стоимость, удобство компоновки, возможность выбора параметров элементов. Важно и то обстоятельство, что имеется больше возможностей для комплексного подавления сильных электромагнитных помех со стороны самого вторичного источника питания. Выпрямительный мост (ВС) должен выбираться с максимальным обратным напряжением URRM, равным 600, 800, 1000 В, и выпрямленным током I0, равным 8–50 А, в зависимости от мощности источника питания.

Корректор коэффициента мощности (ККМ) является повышающим (до напряжения Uo = +350–400 В) импульсным стабилизатором выпрямленного сетевого напряжения. В настоящее время за рубежом и в России наиболее перспективными являются импульсные источники питания с активной коррекцией коэффициента мощности KKM (Power Factor Correction — PFC). Такие корректоры мощности обеспечивают практически синусоидальную форму потребления тока из сети и способны нормально функционировать в расширенном диапазоне изменения входного сетевого напряжения частоты 47–400 Гц. Вступившие в действие в Европе и в других развитых странах новые стандарты по электромагнитной совместимости (EN61000-3-2; МЭК/IEC 6100-3-2 и др.) вызвали в России появление аналогичных стандартов, например ГОСТ Р 51317.3-2-99.

Основные элементы ККМ: силовой ключ VT1, бустерный диод VD1, накопительный дроссель L1, выходной буферный конденсатор C2, схема управления (СУ1) на основе специального контроллера. Силовой ключ — чаще всего мощный высоковольтный (600, 800 В) MOSFET на токи 20–60 А, имеющий низкое сопротивление открытого канала сток-исток (RDSon = 0,05–0,3 Ом) и высокое быстродействие: суммарное время включения (ton) и выключения (toff) должно быть порядка 50–100 нс. Также могут быть использованы IGBT: быстродействующие (fast) и сверхбыстродействующие (ultrafast), способные работать на высоких частотах 50–150 кГц. Такие MOSFET и IGBT выпускаются зарубежными фирмами IR, Infineon, Advanced Power Technology (APT), IXYS и другими.

Диод VD1 должен иметь обратное напряжение URRM не ниже 600 В, а время восстановления обратного сопротивления trr — десятки наносекунд. Поэтому обычно использовались FRED-диоды cо сверхбыстрым восстановлением (ultrafast recovery). Еще лучшие результаты в настоящее время дает применение диодов Шоттки из карбида кремния (SiC), у которых минимальное значение trr, по мнению разработчиков, близкое к нулю — Zero recovery. Их применение позволяет отказаться от использования дополнительной подсхемы с так называемым мягким переключением силового транзистора (ZVS-ключом). Технологиями производства SiC-диодов Шоттки владеют зарубежные фирмы Cree Inc., IR, Infineon, APT, IXYS и другие. В России такую технологию освоило НПП «ТЭЗ» (Томилино), но для сравнительно слаботочных диодов [3].

Накопительный дроссель (L1) чаще всего выполняется на кольцевых сердечниках из молибденового пермаллоя, например, МП140, МП250 или их зарубежных аналогов. Возможно его выполнение и на сердечниках из аморфного железа [4]. (Об этом подробнее будет рассказано в одном из примеров.) Обычные требования к дросселю: индуктивность 200–1000 мкГн, эффективный ток 5–50 А, минимальные паразитные параметры (Cs), максимально допустимое импульсное напряжение — не менее 500 В. Выходной (буферный) конденсатор (С2) включает один высокочастотный, например, полипропиленовый, а другой электролитический с напряжением ≥450 В и низким выходным импедансом на частотах пульсаций (не менее 100 кГц). Увеличение емкости C2 сверх расчетных значений обычно связано с необходимостью обеспечения стандартного времени удержания напряжения на выходе источника питания при пропадании одного периода переменного сетевого напряжения (20 мс). С этой целью приходится применять параллельное соединение конденсаторов для удобства компоновки.

Преобразователь напряжения (ПН) (DC-DC) — однотактный прямоходовой по схеме так называемого «косого» моста. В «высоковольтном» (U0 = 350–400 В) инверторе к силовым ключам, работающим синхронно, в полной мере относятся все ранее сделанные замечания и рекомендации для ключей ККМ. Это тем более справедливо, что ключи инвертора работают при вдвое меньшем напряжении на их выводах. Диоды VD2 и VD3, рекуперирующие энергию намагничивания силового трансформатора Тр.с на вход преобразователя напряжения (выход ККМ), должны иметь обратное напряжение URRM не ниже 600 В, токи порядка IF AV = 2–5 А и время обратного восстановления trr = 35–80 нс. Управление силовыми ключами производится от схемы управления (СУ2) на основе ШИМ-контроллера с развязкой посредством управляющего силового трансформатора Тр.у. Сегодня больше внимания уделяется различным моделям драйверов, что проще при проектировании и изготовлении источников питания. Тем не менее, по мнению авторов, управляющие силовые трансформаторы не потеряли своего значения и в наши дни, а в некоторых применениях они позволяют обеспечить большую надежность, особенно при возникновении различных аварийных ситуаций

Выходной ВЧ-выпрямитель (диоды VD4, VD5) выполнен на мощных диодах Шоттки, имеющих наименьшее падение напряжения порядка UF = 0,35–0,65 В (величина которого уменьшается при нагреве), токи 20–80 А, а также традиционно малое время восстановления (trr = 35–75 нс). Обратное напряжение диодов Шоттки должно быть порядка 45–200 В, в зависимости от величины выходного напряжения источника питания. Для рассматриваемой схемы важно, что выпускаются «двойки» диодов Шоттки с общим катодом в одном корпусе. Возможно параллельное соединение диодов для уменьшения токов через них, прямого падения напряжения и, следовательно, уменьшения потерь мощности. Сглаживающий фильтр ВЧ-пульсаций LC-типа для простоты изображен однозвенным. Вместе с тем на практике в фильтре устанавливается еще одно более высокочастотное LC-звено для лучшего подавления коммутационных выбросов. При низких выходных напряжениях (≤15 В) и больших токах предпочтительнее использовать схему синхронного выпрямителя на низковольтных (≤50 В) MOSFET-транзисто-рах, обладающих сверхнизким сопротивлением канала в открытом состоянии (единицы миллиом).

Схема импульсного источника питания на основе сдвоенного однотактного прямоходового преобразователя напряжения (сдвоенный «косой» мост) представлена на рис. 2.

В таком преобразователе напряжения силовые ключи ведомого преобразователя работают со сдвигом по фазе на 180° относительно ключей ведущего преобразователя напряжения. Такая схема позволяет получить большую выходную мощность — 1500–5000 Вт. По структуре и схемотехнике входное устройство А1, ФС, ВС и корректор коэффициента мощности ККМ аналогичны ранее рассмотренной схеме вторичного источника питания с одинарным преобразователем напряжения (рис. 1). Но естественно, что указанные устройства рассчитаны на большую мощность (пример 2). Одинарные инверторы преобразователя напряжения (на силовых ключах VT2.1, VT3.1 и VT2.2, VT3.2) работают каждый на свой (но идентичный) силовой трансформатор Тр.С1 и Тр.С2. Выходные ВЧ- выпрямители (VD4.1, VD5.1 и VD4.2, VD5.2) через «свои» сглаживающие дроссели (Lф.1, Lф.2) подсоединены к общему выходному конденсатору (С3). Отметим, что частота ВЧ-пульса-ций на конденсаторе С3 равна удвоенной частоте преобразования, что является дополнительным доводом в пользу подобной схемы. В остальном, все ранее сделанные замечания и приведенные соображения по отдельным устройствам (узлам), а также сформулированные требования по выбору компонентов силовой электроники в целом идентичны схеме вторичных источников питания (рис. 1).

Основные компоненты мощных импульсных источников питания

Терморезисторы. В качестве терморезистора могут быть использованы, например, отечественные, типа ТР-10, или более мощные зарубежные модели серии SG фирмы Rhopoint, В5723хSхххМ (Ерсоs) [5, 6] и другие. Начальное сопротивление термисторов (без тока — «холодный») в зависимости от типа составляет 40–0,5 Ом, а под током («горячий») 0,6–0,01 Ом.

Варисторы. В качестве защитных компонентов от импульсных перенапряжений (импульсы длительностью от десятков наносекунд до сотен микросекунд) используются металлоокисные варисторы (SIOV). Могут применяться отечественные варисторы, например, типа ВР-12. Но более широкое применение находят импортные дисковые варисторы зарубежных фирм, например, типа VR-595 (Philips), типа VxxxLA (xxx — значение переменного напряжения) фирмы Littelf и особенно фирмы Ерсоs [5]. При применении на входе сети (220 В 50 Гц) выбираются мощные дисковые варисторы этой фирмы с диаметром диска 16,5 и 22,5 мм. В частности, для16,5 мм и номинала 275 В (50 Гц) варистор B72214S271K101 имеет напряжение срабатывания 430 B (1 мА), максимальную неразрушающую энергию Emax = 71 Дж, максимальный импульсный ток Imax = 4500 A. У варистора B72220S271K101 (∅22,5мм) такие данные: Emax = 151 Дж, Imax = 8500 Aимп.

Сетевые помехоподавляющие фильтры.

Преимущество готовых (покупных), например, однофазных фильтров типа FN2070-x/06 (Schaffner)[7] — это рациональная компоновка и наличие экрана. Готовый покупной фильтр обеспечивает нормированный коэффициент подавления помех, например 30–80 дБ в стандартном диапазоне частот 0,15–30 МГц. Фильтр рассчитан на рабочие токи 6, 10, 12, 16 А.

Выпрямительные однофазные мосты.

Для примера укажем выпрямительные мосты фирмы International Rectifier (IR): 8BGB06 (URRM = 600 В; I0 = 8 А); 26MB80A (800 B; 25 A); 36MB100 A (1000 B; 35 A) [8].

Силовые ключи. В таблице 1 приводятся основные параметры и особенности некоторых моделей высоковольтных MOSFET [5–12], оптимальных для использования в ККМ и преобразователях напряжения большой мощности.

Таблица. 1. Параметры MOSFET_транзисторов
Таблица. 1. Параметры MOSFET_транзисторов

 В частности, в их числе транзисторы на 500, 600 и 800 В по технологиям CoolMOS, HiPerFET [3]. Для примера укажем некоторые модели:

  • IXFN48N50Q (IXYS): UDSS = 500 В, ID = 48 А, PD = 500 Вт, RDS on = 0,1 Ом:
    – (tr/tf) = (20/10) нс;
    – встроенный антипараллельный диод — trr = 250нс (ток 1 А); – корпус SOT-227B (Isotop);
  • IPW60R045CS (Infineon): UDSS = 600 В, ID = 60 А PD = 431 Вт, RDS on = 0,045 Ом: – (tr/tf) = (22/10) нс;
    – встроенный антипараллельный диод — trr = 660 нс (ток 17 А);
    – корпус TО-247 B.

Как известно, MOSFET-ключи можно включать параллельно, для уменьшения величины сопротивления открытого канала и увеличения выходной мощности.

Также для силовых ключей могут быть использованы IGBT: быстродействующие (fast) и «сверхбыстродействующие» (ultrafast), основные параметры и особенности которых указаны в таблице 2 [5–12].

 В настоящее время такие IGBT выполняются по новым технологиям NPT, WARP, TRENCH и другим, что позволяет снизить величину напряжения насыщения коллектор-эмиттер UCE sat и повысить быстродействие. Рабочий диапазон частот IGBT, приведенных в таблице 2, — от 50 кГц (APT25GT120BRDQ2 — на 1200 B/ 54 A) до 150 кГц (IRG4PC40W — на 600B/40 A). Отметим, что в таблице 2 предельные значения токов со знаком * приведены при повышенной температуре 100 ±10 °С (для разных фирм по-разному, т. е. 90, 100 или 110 °С). Для повышения быстродействия некоторые модели IGBT не имеют встроенного антипараллельного диода, что позволяет совместно с ними использовать дискретные высоковольтные, более быстродействующие диоды. Это могут быть FRED-и Ultra FRED-диоды на напряжения 600, 1000 или 1200 В (табл. 3). В последнее время большой интерес вызывают высоковольтные (600 В) диоды Шоттки на основе карбида кремния (табл. 5), которые обладают временем восстановления обратного сопротивления (trr) в два с лишним раза меньшим и более «мягкой» характеристикой восстановления, чем лучшие представители эпитаксиальных быстродействующих диодов. Для примера приведем основные характеристики IGBT по NPT-технологии:

  • APT40GT60BR (APT): UCES = 600 В,
    IC = 40*/80 А, UCE sat =2,5 В, PCE max = PD = 345 Вт;
    – (tr/tf) = (110/ 500)нс;
    – без диода;
    – fmax =150 кГц;
    – корпус ТО-247.
Рис. 1. Развитие технологии IGBT

Таблица. 3. Параметры ultrafast recovery-диодов

Быстродействующие высоковольтные диоды. В таблице 3 приведены основные характеристики и особенности некоторых импортных высоковольтных (600, 1000 и 1200 В) диодов повышенной и большой мощности с высоким быстродействием, так называемых fast-FRED- и ultrafast-Ultra FRED. Представлены диоды фирм IR, IXYS, APT, у которых диапазон по среднему прямому току составляет от 8 до 60 А, время восстановления — от 20 нс (при токе 1 А) до 400 нс (при токе 60 А). Отметим, что за исключением некоторых случаев, значение времени восстановления стандартно приводится для тока 1 А. В этой связи разработчику приходится обязательно анализировать кривые восстановления, приводимые в data sheets, а иногда и запрашивать фирму-производителя. Из приведенных моделей в данном смысле наилучшим значением времени восстановления обладает 15ETH06S (IR), у которого trr = 22 нс (1 А) и 35 нс (15 А) при выполнении как в корпусе TO-220FP, так и в D2-Pak (SMD-220).

Диоды Шоттки. Применение диодов Шоттки (ДШ), как известно, позволяет минимизировать главным образом статические потери (малое UFM), но и их динамические потери при запирании диода не хуже, чем у FRED-диодов. В таблице 4 приведены основные характеристики и особенности большого количества низковольтных (80, 100, 150 и 200 В) ДШ зарубежных фирм (IR, IXYS, APT) повышенной и большой мощности. Конструктивно они выполнены в корпусах TO-220, TO-247, SOT-227B и в корпусах для поверхностного монтажа типа D2-Pak (SMD-220).

Таблица. 4. Параметры диодов Шоттки
Таблица. 4. Параметры диодов Шоттки

 Для низковольтных ДШ характерно, что много моделей выполняется «двойкой». То есть в одном корпусе размещены или 2 свободных диода, или 2 диода, имеющие общий катод и свободные аноды. При больших токах (десятки и сотни ампер) для уменьшения потерь мощности осуществляют параллельное соединение ДШ, но с установкой на общем теплоотводящем радиаторе.

Диоды Шоттки на основе карбида кремния (SiC). Такие диоды иначе называют диодами Шоттки второго поколения. SiC-диоды Шоттки позволяют создавать устройства меньшего размера при тех же или лучших характеристиках, по сравнению с предыдущим поколением. При этом немаловажно, что себестоимость изготовления может быть снижена на 30–50%. Эти диоды идеально подходят для применения в активных ККМ/PFC в мощных импульсных источниках питания. Благодаря также повышенной температурной устойчивости, SiC-диоды Шоттки способствуют повышению общей надежности импульсных источников питания. Прогнозируется, что объем продаж этих ДШ будет постоянно расти, и, соответственно, стоимость их начнет снижаться. Технологиями изготовления диодов Шоттки на основе карбида кремния обладают многие зарубежные фирмы — CREE, Infineon, IXYS, APT, IR и другие. Однако достаточно широкую номенклатуру SiC-диодов Шоттки, в том числе до токов 20 А, пока предлагает только фирма CREE. В таблице 5 приведены основные характеристики и особенности диодов Шоттки на основе карбида кремния фирмы CREE [5]. Диоды обладают минимальным временем восстановления (Zero recovery). Так, у SiC-диода Шоттки типа СSD20060В в корпусе ТО-247: URRM = 600 В, IFМ = 20 А , UF = 1,8–2 B, trr ≈ 20 нс. Электролитические конденсаторы. Для применения в высокочастотных импульсных источников питания, работающих на частотах 100–250 кГц, необходимы электролитические конденсаторы с низким выходным импедансом в рабочем диапазоне пульсаций. Диапазон рабочих напряжений 15–450 В, величина емкости соответственно 220–4700 мкФ, большой срок службы. В частности, конденсаторы серии EXR фирмы Hitano обладают малым импедансом (данные приведены на частоте 100 кГц) [15–17].

Таблица. 5. Параметры диодов Шоттки из карбида кремния
Таблица. 5. Параметры диодов Шоттки из карбида кремния

 Сердечники накопительных дросселей

удобно выполнять на кольцевых магнитопроводах из молибденового пермаллоя, например МП-140, МП-250 или их зарубежных аналогов.

Контроллеры ККМ сейчас не являются дефицитом, и количество их существенно расширилось. Многие фирмы активно продвигают свои контроллеры, в их числе Motorola, Unitrode/Texas Instruments, Infineon, Linear Technology и другие. Предлагаются контроллеры, выполненные как в виде интегральных микросхем, так и в виде минипечатных плат на компонентах для планарного и поверхностного монтажа.

Интегрированные силовые модули (ИСМ или IPM). В последнее время широкое развитие получают интегрированные силовые модули (ИСМ/IPM — Integrated Power Modules). Имеется информация, что уже сейчас зарубежные фирмы (IR, Infineon, APT, IXYS и другие) осваивают и рекламируют такие IPM, как активный ККМ, однотактный ПН и другие узлы (устройства) для импульсных источников питания. Некоторые аспекты этой проблематики в России авторы изложили в нескольких работах [1, 2, 18].

Для иллюстрации возможности построения модулей питания с использованием приведенных выше таблиц компонентов силовой электроники был проведен подробный расчет для двух типов вторичных источников питания. Пример 1: блок питания на выходное напряжение Uв = 27 В и ток нагрузки Iн = 45 А. Пример 2: модуль питания на напряжение Uв = 48 В и ток нагрузки Iн = 50 А.

Общий алгоритм расчета мощных вторичных источников питания состоит из двух этапов. На первом проводится оценочный расчет основных электрических параметров для силовых транзисторов и диодов блока.

Первый этап. Оценка параметров проводится следующим образом.

Найдем мощность потребления от узла ККМ преобразователем напряжения (ПН). Для этого необходимо задать прогнозируемый КПД преобразователя. При выходной мощности вторичных источников питания от 1 до 5 кВт он может находиться в пределах от 0,88 до 0,94, в зависимости от «высоковольтности» выходного напряжения. Для рассматриваемых примеров источников питания выберем ηпн = 0,9. Теперь мощность, потребляемая от ККМ, составит:

Pвх.пн = Pнпн, ,

где Pн = UвxIн, а ηпн — прогнозируемый КПД преобразователя напряжения.

Оценим параметры силовых диодов ВЧ-выпрямителя.

В соответствии со схемами, представленными на рис. 1 и 2, амплитуда тока через диоды VD4, VD5 равна току нагрузки Iн. В связи с большими статическими потерями мощности в выходном выпрямителе необходимо использовать параллельное соединение диодов Шоттки. Таким образом, допустимый ток выбранного диода должен находиться в пределах 1,5–2,5 Iн. В наших примерах ток диодов IF(AV) лежит в диапазоне 70–120 А. Допустимое обратное напряжение диодов URRM однотактных преобразователей напряжения, изображенных на рис.1 и 2, находится в пределах 2,5–3,2 Uв. Таким образом, для источников питания (пример 1): URRM = 70–90 В, а для источников питания (пример 2): URRM = 120–160 В.

Оценим параметры силовых транзисторов ПН.

Предельную амплитуду импульса тока через транзисторы VT2, VT3 найдем следующим образом:

1. Импульсную мощность вторичной обмотки силового трансформатора Pи.w2 найдем из соотношения

Pи.w2 = (2, 5–3, 2)UвxIн.

Пренебрегая потерями мощности в силовом трансформаторе, можно считать импульсную мощность в первичной обмотке равной

Pи.w1 = Pи.w2.

2. Теперь найдем импульсный ток через силовые транзисторы

Iи.vT2vT3 = Pи.w1/Uо,

где Uо выходное напряжение узла ККМ.

3. Максимальное напряжение на транзисторах можно оценить из соотношения

Um.vT2,vT3 = (1,1–1,2)Uо.

4. Наконец, оценим важнейший параметр силовых транзисторов. Это сопротивление сток-исток (RDS on) в открытом состоянии для полевых транзисторов и напряжение насыщения (UcE) для транзисторов IGBT следующим образом:

– определим общие потери PпΣ мощности в источнике питания по формуле:

PпΣ = Pн (1–ηпн)/ηпн,

– оценим суммарные потери в транзисторах как

PΣvT2vT3 = (0,2–0,3)PпΣ,

считая, что при частотах преобразования 100–250 кГц статические потери (Pcтат) в составляют 15–20% от общих потерь в транзисторе. Оценим их по формуле:

Pcтат = (0,2–0,3) xPΣvT2vT3/2.

Теперь можно оценить RDS on

RDS on = Pcтат/(Iэффw1)2,

где Iэффw1 = Iи.vT2vT3vγmax, а γmax = 0,38–0,42 — это скважность импульсов включения транзисторов при минимальном входном напряжении (Uо) преобразователя.

В случае применения транзисторов IGBT напряжение насыщения UcE оценивается следующим образом

UcE = Pcтат/Iэффw1.

Таким образом, можно определить основные электрические параметры силовых транзисторов и диодов.

Теперь можно перейти ко второму этапу расчета параметров мощного модуля питания.

Второй этап. Подробный расчет всех электрических режимов узла ККМ и преобразователя напряжения включает расчет режимов элементов ККМ, расчет параметров силового трансформатора, режимов работы силовых элементов, параметров выходного высокочастотного фильтра, расчет потерь мощности в элементах и узлах и т. п. Расчеты проведены по двум источников питания при следующих основных условиях применения:

  • изменение питающей сети 220 В ±20%, частоты 50 Гц;
  • максимальная температура окружающей среды +40 °C .

Рабочая частота преобразования в узлах ККМ и ПН принимается равной 200 кГц.

Источник питания (пример 1) выполнен по схеме рис. 1, а источник питания (пример 2) по схеме рис. 2.

Расчет режимов элементов ККМ проведен по [19, 20], расчет потерь в ККМ выполнен по [21], расчет ПН, выходного ВЧ-выпрямителя и фильтра — по методике сквозного расчета источника питания [22]. При расчетах силового трансформатора и дросселей источника питания использованы справочные данные из [23], а также параметры сердечников из аморфных сплавов фирмы НПП «Гаммамет» (Екатеринбург, Россия) [24].

Результаты проведенных расчетов и выбранные компоненты силовой электроники по источнику питания (пример1) 27 В, 45 А приведены в таблице 6, а аналогичные параметры по источнику питания (пример 2) 48 В, 50 А приведены в таблице 7.

Таблица. 6. Расчетные параметры блока питания 27 В, 45 А
Таблица. 6. Расчетные параметры модуля питания 27 В, 45 А
Таблица. 7. Расчетные параметры блока питания 48 В, 50 А
Таблица. 7. Расчетные параметры модуля питания 48 В, 50 А

 Вычислим расчетный КПД по каждому блоку. Для источников питания 27 В, 45 А обозначим его η1, а для источников питания 48 В, 50 А это будет η2. Найдем их значения по формулам

η1 = Pн1/(Pн1 + Pп 1Σ),

η2 = Pн2/(Pн2 + Pп 2Σ),

 где Pн1 и Pн2 — мощность нагрузки первого и соответственно второго источника питания, а Pп 1Σ  и  Pп 2Σ суммарные мощности потерь первого (табл. 1) и соответственно второго источника питания (табл. 7).

В результате мы получим η1 = 0,88, а η2= 0,9.

Важное дополнение. Проведенные расчеты мощных источников питания еще раз подтвердили, что вопрос выбора оптимальной частоты преобразования в определенном смысле не решен. Дело в том, что функция оптимизации зависит от многих факторов: условия эксплуатации, требования к параметрам надежности, вида аппаратуры, где применяется источник питания. Но, с другой стороны, выбор частоты зависит от возможностей элементной базы, рассмотренной в данной статье. Отметим только один из аспектов этого влияния: проблема выбора силового ключевого элемента в узлах источников питания между MOSFET- и IGBT-транзисторами. Дело в том, что улучшение частотных свойств последних с тенденцией снижения их цены повышает конкурентоспособность в сравнении с транзисторами MOSFET в диапазоне частот (100–150) кГц.

По существу, у разработчиков в основном один способ определения оптимальной частоты — это детальные расчеты параметров источников питания на разных частотах преобразования, с учетом вариаций применяемой базы компонентов силовой электроники.

Авторы, проделав эту работу (за рамками материалов статьи), пришли к несколько неожиданному, но важному выводу, который формулируется следующим образом.

При проектировании мощных модулей питания отсутствует необходимость традиционного стремления повышать частоту преобразования в узлах ККМ.

Снижение частоты в ККМ по рассчитанным примерам источников питания до значения 100 кГц оказывается полезным. Расчеты показали, что при этой частоте повышается КПД узла ККМ, при незначительном росте его габаритов. Объясняется это следующими факторами:

  • Установка большого буферного фильтра на выходе ККМ, для выполнения функции (holding time), удержание выходного напряжения источника питания при пропадании одного или двух периодов сетевого напряжения, по сути, дезавуирует требования к объему высокочастотного конденсатора фильтра, зависящего от частоты преобразования. На практике величина емкости этого конденсатора составляет десятки микрофарад, а буферный — тысячи микрофарад при частотах 100–200 кГц.
  • Размеры накопительного дросселя в ККМ определяются следующими параметрами: эффективный ток, величина индуктивности, потери в сердечнике, индукция ΔB и др. Как видно из этого перечня параметров, часть из них не зависит от частоты (ток), другие зависят от частоты. Например, потери в магнитопроводе при уменьшении частоты падают. Это означает, что уменьшение частоты позволяет получить приемлемые параметры дросселя с незначительным увеличением его объема.
  • Уменьшение частоты преобразования в ККМ пропорционально уменьшает динамические потери в силовом транзисторе и диоде. Отсюда следует, что при понижении частоты в ККМ появляется возможность повысить КПД и надежность работы силовых элементов. Проведенные расчеты подтвердили полезность уменьшения частоты в ККМ.

Для модуля питания 27 В, 45 А при частоте работы 100 кГц получены следующие данные: дроссель L1 может быть выполнен на магнитопроводе из аморфных сплавов ГМ 54ДС-140 размером К45x28x10 и имеет параметры

W = 65, ∅ 2,02 мм, ΔB= 0,12 Тл, L1 = 400 мкГн.

При этом дросселе и рабочей частоте 100 кГц общие потери в ККМ уменьшились на 22%.

Аналогичные расчеты для модуля питания 48 В, 50 А показали, что переход в узле ККМ на частоту работы 100 кГц с установкой соответствующего дросселя, (рассчитанного на 100 кГц), выполненного на магнитопроводе МП-140, уменьшают общие потери мощности на 30%.

Заключение

Рассмотрен основной перечень компонентов силовой электроники для мощных модулей питания от 600 до 5000 Вт.

Предложена методика оценки и выбора силовых транзисторов и диодов для мощных источников питания, выполненных по схемам прямоходовых однотактных преобразователей напряжения.

Возможности современной базы компонентов силовой электроники подтверждены расчетами двух модулей питания с выходной мощностью 1215 и 2400 Вт.

Предложены веские аргументы в пользу снижения частоты работы ККМ до 100 кГц. При этом общие потери мощности в ККМ снижаются на 20–30%.

Литература

  1. Эраносян С., Ланцов В. Интеллектуальные силовые модули для источников питания — один из путей возрождения отечественной микроэлектроники XXI века // Электрическое питание. 2005. № 1–2.
  2. Эраносян С., Ланцов В. Пути развития и архитектура интегрированных силовых модулей для источников вторичного электропитания //Электрическое питание. 2005. № 3, 4.
  3. www.npptez.ru (Томилино)
  4. www.gammamet.ru
  5. www.epcos.com
  6. www.irf.com
  7. www.farnellinone.com
  8. Крюков М. Варисторы фирмы ЕРСОS для защиты от перенапряжений // Практическая силовая электроника
  9. www.infineon.com
  10. www.advancedpower.com
  11. www.ixys.com
  12. www.creepower.com
  13. Каталог «Симметрон-2005» / Пассивные компоненты
  14. Беленький Б. П. Новые разработки и производство конденсаторов для источников и систем вторичного электропитания в ОАО «НИИ «ГИРИКОНД» //Электрическое питание. 2005. № 4.
  15. Звонарев Е. Высококачественные индуктивные компоненты фирмы PREMIER MAGNETICS для импульсных источников питания // Электронные компоненты. 2003. № 6.
  16. Модульные фильтры серии FC100 с рабочими токами 5 A, 10 A, 20 A // Мир электронных компонентов. 2005. № 4.
  17. Ланцов В., Эраносян С. Интеллектуальная силовая электроника: вчера, сегодня, завтра // Силовая электроника. 2006. № 1.
  18. INTEGRATED CIRCUITS UNITRODE. Product&Applictions Handbook 1995–96. М.: Энергия. 1970.
  19. Виленкин А. Г. Импульсные транзисторные стабилизаторы напряжения. М.: Энергия. 1970.
  20. Полищук А. Высоковольтные диоды Шоттки из карбида кремния в источниках питания с преобразованием частоты. // Компоненты и технологии. 2004. № 5.
  21. Эраносян С. А. Сетевые блоки питания с высокочастотными преобразователями. Л.: Энергоатомиздат. 1991.
  22. Куневич А. В. Ферриты, каталог. М., 1991.
  23. Стародубцев Ю. Н., Белозеров В. Я. Магнитные свойства аморфных и нанокристаллических сплавов. Екатеринбург: изд-во Урал. ун-та. 2002.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2006_02_32.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо