Силовая электроника №3'2005

Применение нулевых схем инверторов тока с квазирезонансной коммутацией

Евгений Силкин


Вместе с развитием компонентов силовой электроники сегодня совершенствуется и схемотехника преобразователей электрической энергии для полного использования возможностей новых типов силовых полупроводниковых приборов. Рост единичных мощностей преобразователей электрической энергии и используемых частот преобразования, ставшие возможными с применением новой элементной базы, повышают требования по электромагнитной совместимости преобразователей с питающей сетью, по согласованию с нагрузкой и использованию силовых вентилей по мощности. Характеристики новых вентилей приближаются к свойствам «идеальных». Однако реальные схемы, без применения специальных мер, на «идеальных» вентилях неработоспособны. В этой связи перспективным является использование в преобразователях электрической энергии принципов квазирезонансной коммутации вентилей.


В автономных инверторах напряжения и тока с квазирезонансной коммутацией электро­магнитные процессы на временных интерва­лах переключения силовых вентилей протекают при колебательном или (в общем случае) монотон­ном изменении токов через вентили и напряжений на вентилях за счет основных и (или) дополни­тельных, монтажных и собственных (паразитных) реактивных элементов цепей коммутации, включа­ющих реактивности нагрузки и схемы инвертора, в том числе и собственные реактивности вентилей [1-3]. Включение и выключение силовых вентилей в таких инверторах осуществляется при малом или нулевом значении тока и (или) напряжения на них, другими словами, имеет место «мягкая» коммута­ция, что существенно снижает коммутационные потери и перенапряжения в схемах. В коммутаци­онном процессе участвуют вспомогательные вен­тили (стабилизирующие, отсекающие, встречно-параллельные), которые являются необходимым элементом схемы автономного инвертора с квази­резонансной коммутацией. При малой относитель­ной длительности временного интервала коммута­ции (угла коммутации s), по сравнению с установ­ленным периодом выходного параметра Т, то есть при выполнении условия

s << 2р (1)

характеристики автономного инвертора в целом можно считать соответствующими (в зависимости от реализации) характеристикам инвертора напря­жения или тока.

Классификационные обозначения — «мягкая» коммутация, квазирезонансный инвертор, инвер­тор с «мягкой» коммутацией — нельзя считать в полной мере корректными. Неудачным следует признать и примененный автором термин «токо-резонансный инвертор» [4]. И совсем неправиль­ным, по моему мнению, является обозначение «резонансный инвертор тока», приведенное в ста­тье уфимских специалистов [5]. Инвертор тока не может одновременно быть резонансным инвер­тором (как, впрочем, и наоборот) — это противо­речило бы устоявшимся представлениям. В этой связи необходимо отметить, что с появлением но­вых типов полностью управляемых вентилей и раз­работкой на их основе новых серий полупроводни­ковых приборов - преобразователей электрической энергии сложившаяся классификация автономных инвер­торов по результирующей реакции нагрузочной цепи (выходной ток опережает или отстает от вы­ходного напряжения) [6, 7] нуждается в некотором уточнении. Действительно, при классическом под­ходе неясно, например, к какому классу следует от­носить автономные инверторы на полностью уп­равляемых вентилях, работающие на резистивную нагрузку. А это, в настоящее время, значительное число применений автономных инверторов [8]. Не отходя от установившейся классификационной терминологии автономные инверторы, безусловно, следует разделять на три основных класса: инверто­ры тока, напряжения и резонансные. При этом в ос­нову классификации необходимо положить отно­шение эквивалентных (кажущихся) импедансов (не смешивать с линейными электрическими) це­пей постоянного и переменного тока (напряжения) схемы инвертора относительно определенных (ха­рактеристических) точек схемы. Как известно, в цепь переменного тока (напряжения) автономно­го инвертора включается нагрузка. При этом, на­пример, очевидно, что увеличением сопротивления нагрузки в классическом параллельном инверторе тока (эквивалентный импеданс цепи постоянного тока существенно превышает эквивалентный им­педанс цепи переменного тока) всегда можно пере­вести указанный инвертор в резонансный режим работы (сравнимые эквивалентные импедансы це­пей постоянного и переменного тока). Что же каса­ется классификационной оценки типа коммутации вентилей в автономных инверторах, то, по мнению автора, в реальных системах так называемая «жесткая» коммутация фактиче­ски не реализуется. Тем не менее, возвраща­ясь к определению принципа квазирезонанс­ной коммутации, необходимо отметить, что выделение в общем электромагнитном про­цессе процесса коммутации и возможность целенаправленного регулирования (задания) его характера приводят к образованию само­стоятельной группы, куда входят соответст­вующие схемы автономных инверторов.

Квазирезонансная коммутация улучшает электромагнитную совместимость инверто­ров с питающей сетью и нагрузкой, повы­шает нагрузочную способность вентилей и надежность работы инвертора за счет обеспечения безопасных траекторий пере­ключений вентилей с малыми потерями, на­иболее оптимально соответствует свойст­вам нагрузки и способу ее подключения к инвертору в абсолютном большинстве применений. Автономные инверторы с ква­зирезонансной коммутацией особенно пер­спективны для использования на высоких частотах преобразования и в системах с по­вышенными требованиями по электромаг­нитной совместимости.

Пример мостовой схемы инвертора напря­жения с квазирезонансной коммутацией при­веден на рис. 1. Выключение вентилей в этом инверторе может осуществляться при нуле­вом значении напряжения на вентиле, а включение — при нулевых значениях тока и напряжения (за счет колебательного переза­ряда параллельного конденсатора в интерва­ле коммутации). Указанная схема была пред­ложена и впервые применена автором для бытовых индукционных электроплит [9-13]. Реализация преобразователей на основе ин­вертора напряжения с квазирезонансной коммутацией позволила создать надежные изделия с достаточно высокими технико-эко­номическими и энергетическими показателя­ми при использовании доступных в то время полупроводниковых приборов с не очень ка­чественными характеристиками. Достаточно подробно данный инвертор исследован (реа­лизация в источника питания барьер­ных генераторов озона) в [2].

Рис. 1. Схема мостового инвертора напряжения с квазирезонансной коммутацией
Рис. 1. Схема мостового инвертора напряжения с квазирезонансной коммутацией

В настоящее время схема инвертора напря­жения с квазирезонансной коммутацией счи­тается перспективной для использования в те­лекоммуникационных системах и источниках питания электротехнологических установок различного назначения, в частности устано­вок дуговой сварки [14, 15] (в последнем случае безусловная оптимальность применения инвертора напряжения вызывает сомнение). Для указанной схемы фирмой International Rectifier специально разработан новый класс транзисторов с полевым управлением.

Инверторы тока, в отличие от инверторов напряжения, являются фактически «идеаль­ными» устройствами для большого числа применений [2, 16]. Значение инверторов то­ка в настоящее время существенно возросло с развитием силовой элементной базы.

Классическим вариантом мостовой схемы автономного инвертора тока с квазирезо­нансной коммутацией является инвертор со стабилизирующим силовым диодом (рис. 2). Режи­мы работы схемы впервые рассматривались в [17, 18]. В окончательном виде схема дана в [19], возможные способы управления ею представлены в [20-24], а подробный анализ выполнен в [25]. В настоящее время схема автономного инвертора тока с квазирезо­нансной коммутацией используется в серии преобразователей частоты для индукцион­ного нагрева на обычных симметричных (SCR) тиристорах [5, 26].

Рис. 2. Схема мостового инвертора тока со стабилизирующим диодом
Рис. 2. Схема мостового инвертора тока со стабилизирующим силовым диодом

Следует отметить, что основным преиму­ществом данной схемы является не высокий уровень выходного напряжения, как указано в [5] (что имеет место и в классическом ин­верторе тока с «жесткой» коммутацией), а оптимальная форма тока через силовой вентиль и напряжения на нем. В свое время эта схема, а также ряд других схем [27] бы­ли предложены автором в первую очередь для новых типов приборов (реверсивно-включаемые динисторы [28], асимметрич­ные тиристоры). В указанных схемах, в от­личие от схем со встречно-параллельными вентилями, достаточно просто обеспечива­ется управление силовым вентилем (накач­ка), если, например, в качестве силовых вен­тилей используются реверсивно-включаемые динисторы и другие приборы, работающие на принципах коммутации с помощью управляющего плазменного слоя и задержанной ударно-ионизационной волны. В инверторах в этом случае отсутст­вует необходимость в применении для раз­вязки управляющих цепей отсекающих дио­дов, рассчитанных на прямой ток вентиля (при реализации преобразователей по рас­пространенным схемам резонансных инвер­торов со встречно-параллельными силовыми диодами). При работе инвертора тока с квазирезонанс­ной коммутацией обратное напряжение на вентиле, выключившемся в интервале вос­становления его управляющих свойств, равно сумме напряжений на смежном вентиле и стабилизирующем силовом диоде (в статье [5] ука­зано неверно), что является фактически оп­тимальным уровнем обратного напряжения для любого вентиля с регенеративным меха­низмом включения. Скорость нарастания то­ка вентиля ограничена схемотехнически, а фронт импульса прямого напряжения на вентиле в указанной схеме минимален, что обеспечивает ее надежную и устойчивую работу и снижает требования к демпфирую­щим цепям и их установленную мощность. Схема работоспособна и на обычных SCR - тиристорах, а также при использовании сим­метричных и асимметричных запираемых тиристоров (GTO, GCT, MCT, МТО) и тран­зисторов (IGBT, MOSFET), в том числе с об­ратной блокирующей способностью, и имеет те же положительные свойства.

Нулевые схемы инверторов тока имеют важное общее преимущество перед мосто­выми, заключающееся в уменьшенном числе силовых вентилей. При этом коэффициент использования вентилей по мощности кР в нулевых схемах равен соответствующему коэффициенту для мостовых схем

кР = РИ/(nUVIV), (2)

где РИ — выходная мощность инвертора, n — общее число силовых вентилей в схеме, UV — максимальное значение напряжения на силовом вентиле, IV— максимальный ток вентиля. То есть нулевые схемы инверторов тока не проигрывают мостовым схемам по установленной мощности вентилей.

Нулевая схема инвертора тока с выходным трансформатором известна достаточно дав­но [6, 7, 29]. Вариант нулевой схемы инвер­тора тока на SCR-вентилях с квазирезонанс­ной коммутацией и выходным трансформа­тором рассмотрен в [4].

Схема инвертора тока с квазирезонансной коммутацией и выходным силовым трансформато­ром на полностью управляемых вентилях приведена на рис. 3.

Рис. 3. Нулевая схема инвертора тока с выходным трансформатором
Рис. 3. Нулевая схема инвертора тока с выходным силовым трансформатором

Нагрузка инвертора тока имеет активно-емкостной характер. Примером такой на­грузки может служить генератор озона барь­ерного разряда. Изменение тока вентиля на интервале коммутации по колебательно­му закону, включение и выключение венти­ля при низком уровне напряжения обеспе­чиваются цепью коммутации, включающей индуктивность выходного трансформатора (а также соединительных шин) и эквивалентную емкость нагрузки. Питание генера­торов озона осуществляется через развязы­вающий согласующий трансформатор, по­этому нулевая схема инвертора тока более предпочтительна, чем мостовая схема, именно за счет простого устройства и мень­шего числа вентилей. Областями примене­ния нулевой схемы инвертора тока с квази­резонансной коммутацией и выходным трансформатором являются плазмохимия, источники питания и управления разрядных источников излучения, сварочных устано­вок и других электротехнологических уста­новок, в которых используется электричес­кий разряд.

Для индукционного нагрева, в том числе в источниках питания индукционных пла­вильных печей, целесообразно использовать нулевую схему инвертора тока с квазирезо­нансной коммутацией и нагрузкой, включа­емой между входными дросселями фильтра (рис. 4). Работу инвертора тока иллюстриру­ют временные диаграммы, приведенные на рис. 5. На диаграммах соответственно uУ1, uУ2 — импульсы управления вентилями, uИ, iИ — мгновенные значения выходного на­пряжения (напряжения на нагрузочном кон­туре С1, Z1) и выходного тока инвертора (входного тока нагрузочного контура), uV 1, uV2 — мгновенные значения напряжений на вентилях, iV 1, iV2 — мгновенные значения токов вентилей, iD1, iD2 — мгновенные значе­ния токов встречно-параллельных силовых диодов. Вентили инвертора VT1, VT2 работают с пе­рекрытием токов. Очередной вентиль VT1 (VT2) включается с опережением относи­тельно момента перехода мгновенного зна­чения выходного напряжения через нуль. Выключение вентилей осуществляется в мо­мент указанного перехода либо в интервале проводимости соответствующего встречно-параллельного силового диода VD2 (VD1). Угол опе­режения в оптимизируется (парарезонансное управление в≈s, в>s)

Рис. 4. Нулевая схема инвертора тока с нагрузкой, включаемой между входными дросселями фильтра
Рис. 4. Нулевая схема инвертора тока с нагрузкой, включаемой между входными дросселями фильтра

Выходное напряжение UV (действующее значение) в нулевой схеме инвертора тока (при равенстве углов опережения в) в два ра­за превышает выходное напряжение в мос­товой схеме

UИ = 2нЕ/сos{s/2}, (3)

где v — схемный числовой коэффициент (одинаковый для нулевой и мостовой схем н ≈ 1,11), Е — напряжение питания инверто­ра тока.

Коэффициент использования вентилей по мощности для обеих схем равен

кР = сos {s/2} /(4н21/2) (4)

Можно легко показать, что нулевая и мос­товая схемы имеют и одинаковую установ­ленную мощность конденсаторов.

Значение индуктивности L дросселей фильт­ра L1, L2 выбирается из условия качественно­го сглаживания входного тока инвертора

L > 6UИ2 T/{2рPИ}. (5)

Основным параметром сглаживающего дросселя (для заданных индуктивности и тока) являются его весогабаритные показатели. Известно, что весогабаритные показатели дроссельного оборудования могут быть сни­жены при выполнении дросселя составным (из двух дросселей, имеющих в два раза меньшую индуктивность). В реальных систе­мах нулевая схема может также не проигры­вать мостовой и по установленной мощнос­ти дроссельного оборудования.

Более высокое выходное напряжение, обеспечиваемое нулевой схемой инвертора тока, позволяет качественно улучшить энергетические характеристики плавиль­ных печей за счет снижения электрических потерь в соединительных шинах и водоохлаждаемых кабелях, используемых для под­ключения батареи компенсирующих кон­денсаторов к индуктору печи. Например, при питании индукционного плавильного комплекса от стандартной трехфазной про­мышленной сети 380 В напряжение на ин­дукторе плавильной печи может быть более 1100 В (вместо 550-600 В), что энергетичес­ки выгодно. Создаются условия для реали­зации плавильных печей с встраиваемыми батареями компенсирующих конденсато­ров, в некоторых случаях это позволяет от­казаться от применения водоохлаждаемых кабелей, увеличивает на 5-7% передавае­мую на нагрев полезную мощность и значи­тельно улучшает технико-экономические показатели. Увеличение передаваемой в на­грузку активной мощности приводит к су­щественному сокращению времени плавки.

При этом становится возможным сни­зить удельные затраты электроэнергии, например при плавке чугуна до величины 500 кВт•ч/тн.

Для дальнейшего уменьшения весогаба-ритных показателей и установленной мощ­ности дроссельного оборудования, а также для ограничения уровня и аварийной ско­рости нарастания тока вентилей при замы­кании витков индуктора на «землю» в схе­му инвертора тока с квазирезонансной коммутацией включается дополнительный дроссель L3 (рис. 6). В схеме силовые диоды VD3, VD4 предотвращают разряд компенсирую­щего конденсатора С1 через фильтровые дроссели L1, L2, что может, например, улучшить пусковые режимы инвертора тока с квазирезонансной коммутацией. Указанные силовые диоды являются низкочастот­ными и в номинальном режиме проводят ток постоянно.

Инвертор тока по нулевой схеме с нагруз­кой, включаемой между входными дросселя­ми фильтра, может быть выполнен и на обыч­ных SCR тиристорах с встречно-параллель­ными силовыми диодами и без них.

Рис. 6. Нулевая схема инвертора тока с квазирезонансной коммутацией и отсекающими диодами
Рис. 6. Нулевая схема инвертора тока с квазирезонансной коммутацией и отсекающими силовыми диодами

Замыкание витков индуктора на «землю» происходит при повреждениях футеровки тигля плавильной печи, вызываемых ее раз­мывом и растрескиванием при термоударах и механических воздействиях и выходе рас­плавленного металла из тигля. Такая авария часто приводит к полному выходу из строя индуктора печи. Существуют контактные методы контроля состояния футеровки пла­вильной печи. Однако они не могут быть применены в наиболее распространенных на практике системах с глухозаземленной нейтралью. Кроме того, контактные методы достаточно сложны в реализации. Поэтому оптимальными считаются бесконтактные методы контроля состояния футеровки, на­пример использующие измерение индук­тивности плавильной печи по ходу плавки. Инверторы тока в плавильных комплексах управляются с помощью методов самовоз­буждения. Соответственно косвенный кон­троль состояния футеровки в данном случае может осуществляться путем простого кон­троля собственной частоты плавильной печи. Подобный контроль легко выполняется для любых систем, так как текущая информа­ция о собственной частоте плавильной пе­чи уже имеется в системе управления ин­вертора тока.

Схема инвертора тока с квазирезонансной коммутацией использована при разработке новой серии энергосберегающих преобразо­вателей частоты для плавильных печей на ем­кости 160 и 400 кг (по стали) типа ИСТ-0,16 и ИСТ-0,4 с рабочей частотой 4 кГц, номи­нальным выходным напряжением 1200 В и выходной мощностью 120 и 275 кВт.

Литература

  1. Силкин Е. М. Релейно-импульсное управ­ление в инверторах тока и напряжения с квазирезонансной коммутацией // Тези­сы доклада международной научно-техни­ческой конференции, посвященной мето­дам и средствам управления технологичес­кими процессами. 25-27 октября 1999 г. Саранск, 1999. С. 282-284.
  2. Силкин Е. М., Кузьмин А. Ф. Системы уп­равления с транзисторными преобразова­телями для промышленных озонаторов большой мощности // Электротехника. № 5’2001. С. 42-46.
  3. Силкин Е. М. Транзисторные преобразова­тели частоты для индукционного нагрева // Электротехника. № 10’2004. С. 24-30.
  4. П. 2081499 РФ, МКИ Н02 М 7/523. Силкин Е.М. Автономный токо-резонансный инвертор // Б. И. № 16’1997.
  5. Белкин А. К., Исхаков И. Г., Таназлы Г. И. и др. Индукционная установка для разо­грева крайних ниппелей кронштейнов анододержателей // Силовая электроника. № 1’2005. С. 100-103.
  6. Толстов Ю. Г. Автономные инверторы то­ка. М.: Энергия, 1978. 208 с.
  7. Чиженко И. М., Руденко В. С, Сенько В. И. Основы преобразовательной техники. М.: Высшая школа, 1974. 430 с.
  8. Силкин Е. М. Электронные пускорегулиру-ющие аппараты для разрядных ламп повы­шенной мощности // Электрика. № 5’2004. С. 38-42.
  9. Силкин Е. М., Дзлиев С. В., Тазихин С. Н. Разработка индукционных электроплит // Тезисы доклада научно-технической кон­ференции, посвященной научным осно­вам создания энергосберегающей техники и технологий, 27-29 ноября 1990 г. М., 1990. С. 259-261.
  1. П. 2031534 РФ, МКИ Н02 М5/45. Силкин Е. М. Преобразователь переменного тока для питания индуктора // Б. И. № 8’1995.
  2. П. 2040105 РФ, МКИ Н02 М5/458. Сил­кин Е. М., Мизин Г. В., Пахалин А. И. и др. Преобразователь переменного тока для питания индуктора // Б. И. № 20’1995.
  3. П. 2061292 РФ, МКИ Н02 М5/44. Сил­кин Е. М., Мизин Г. В., Пахалин А. И. и др. Способ управления преобразователем ча­стоты // Б. И. № 15’1996.
  4. Силкин Е. М. Транзисторные ВЧ-генерато-ры для электротехнологии // Тезисы докла­да II международной научно-технической конференции, посвященной электромеха­нике и электротехнологии, 1-5 октября 1996 г. Симферополь, 1996. С. 103-105.
  5. International Rectifier. Catalogue СА05 — 10/2001. Moscow: IR, 2001.
  1. Башкиров В. И. Оптимизированные МОП-транзисторы для инверторов с жесткими и мягкими режимами переключения // Электротехника. № 12’2002. С. 10-14.
  2. Силкин Е. М. Применение инверторов то­ка в электротермии // Вопросы преобразо­вательной техники, частотного электро­привода и управления: Межвуз. сб. статей. Саратов, 2000. С. 49-54.
  3. Дзлиев С. В., Силкин Е. М. Регулируемый автономный инвертор со стабилизирую­щими диодами // Тезисы доклада Всесо­юзной научно-технической конферен­ции, посвященной автоматизации элект­ротехнологических процессов в гибких производственных системах машиност­роения на основе полупроводниковых преобразователей частоты, 21-25 мая 1987 г. Уфа, 1987. С. 39-42.
  4. А. с. 1415384 СССР, МКИ Н02 М 7/523. Васильев А. С, Дзлиев С. В., Силкин Е. М. Последовательный резонансный инвер­тор // Б. И. № 29’1988.
  5. А. с. 1683150 СССР, МКИ Н02 М 5/45. Силкин Е. М. Преобразователь частоты // Б. И. №37’1991.
  6. Силкин Е. М. Управление по вычисляе­мому прогнозу параллельным инверто­ром тока со стабилизирующим диодом // Тезисы доклада Всесоюзной научно-тех­нической конференции, посвященной микроэлектронике в машиностроении, 14-16 ноября 1989 г. Ульяновск, 1989. С. 81-84.
  7. А. с. 1690117 СССР, МКИ Н02 М 1/08. Силкин Е. М. Способ управления инверто­ром тока со стабилизирующим диодом // Б. И. №41’1991.
  8. А. с. 1758802 СССР, МКИ Н02 М 5/45. Силкин Е. М. Статический преобразова­тель частоты // Б. И. № 32’1992.
  9. А. с. 1753564 СССР, МКИ Н02 М 7/521. Силкин Е. М. Инвертор тока // Б. И. № 29’1992.
  10. А. с.1758812 СССР, МКИ Н02 М 7/523. Силкин Е. М., Дзлиев С. В., Качан Ю. П. и др. Параллельный инвертор тока // Б. И. №32’1992.
  11. Силкин Е. М., Дзлиев С. В., Тарасова М. М. Исследование возможности создания се­рии тиристорных генераторов для пита­ния электротермических и ультразвуко­вых установок на мощности 4-25 кВт, ча­стоты 4-22 кГц с применением новых схемотехнических решений // Отчет о НИР, гос. рег. №001390, инв. №88945. Ульяновск, 1990. 142 с.
  12. Рогинская Л. Э., Иванов А. В., Мульмен-ко М. М. и др. Выбор структуры и пара­метрический синтез симметричного ре­зонансного инвертора // Электротехника. № 7’1998. С. 1-5.
  13. А. с. 1654955 СССР, МКИ Н02 М 7/523. Силкин Е. М. Резонансный инвертор // Б. И. № 21’1991.
  14. Тучкевич В. М., Грехов И. В. Новые прин­ципы коммутации больших мощностей полупроводниковыми приборами. Л.: Наука, 1988. 117 с.
  15. Бедфорд Б., Хофт Р. Теория автономных инверторов. М.: Энергия, 1969. 280 с.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2005_03_84.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо