Силовая электроника №2'2005

Транзисторный двухтрансформаторный мостовой DC-DC преобразователь напряжения

Борис Гусев
Денис Овчинников


В статье рассматриваются существенные особенности симметричной работы двухтрансформаторного мостового DC-DC преобразователя напряжения при «мягкой» коммутации транзисторов.


При необходимости обеспечить мощность в нагрузке 1-1,5 кВт или выше и достаточно большом входном напряжении в транзисторном преобразователе постоянного напряжения (DC-DC преобразователе напряжения) используется мостовая схема. При данных условиях она имеет определенные преимущества перед полумостовой (два ключа, образующих стойку силовых транзисторов, включенных между плюсовой и минусовой шинами входного источника), а также перед схемой со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора. Все перечисленные схемы, работающие симметрично по полупериодам в режиме ШИМ, по принципу действия относятся к двухтактным, то есть передают энергию в нагрузку как в четные, так и в нечетные полупериоды. Возможны различные варианты построения мостовой схемы:

  • с выходным LC-фильтром;
  • с удвоителем тока на выходе;
  • с интегрированным магнитным элементом, выполняющего одновременно функции силового трансформатора и выходного дросселя;
  • с двмям силовыми трансформаторами, каждый из которых работает в режиме силовой трансформатор - дроссель. Последние три варианта имеют много общего, что

впервые было показано на примере несимметричной полумостовой схемы [1].

Двухтрансформаторный мостовой DC-DC преобразователь напряжения показан на рис. 1. Двухтрансформа-торные мостовые схемы известны достаточно давно: в 1993 году был описан резонансный преобразователь напряжения с частотным управлением [2]; в 1990-м предложен ШИМ-преобразователь, не имеющий мягкого переключения, так как в интервале паузы заперты все силовые транзисторы моста [3]. В 2001 году впервые показан двухтрансформаторный мостовой преобразователь напряжения с мягким переключением [4]. Рассмотрению двухтрансформаторного мостового преобразователя напряжения посвящена еще одна статья [5], где кроме обычного симметричного управления ключами (алгоритм 1) предложено несимметричное управление (алгоритм 2), при котором диагонально расположенные силовые транзисторы моста проводят ток практически сразу друг за другом, после небольшой паузы.

Рис.1. Схема двухтрансформаторного мостового преобразователя постоянного напряжения
Рис.1. Схема двухтрансформаторного мостового преобразователя постоянного напряжения

Рассмотрим особенности симметричной работы двухтрансформаторного мостового DC-DC преобразователя напряжения при «мягкой» коммутации силовых транзисторов по методу фазового сдвига.

К числу этих особенностей (которые необходимо учитывать при проектировании) следует отнести:

  • состояния схемы за период работы, влияние порядка коммутации силовых транзисторов на режим их переключения;
  • особенности работы и расчета силовых трансформаторов;
  • пульсации напряжения на выходе, влияние паразитных параметров компонентов;
  • влияние индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора на характеристики устройства.

При анализе предполагается, что силовые трансформаторы выполнены одинаково, их обмотки не имеют индуктивности рассеяния, силовые транзисторы и диоды ведут себя как идеальные ключи, индуктивности намагничивания силовых трансформаторов линейны и приведены к первичным обмоткам, выходной конденсатор — неограниченно большой емкости.

Существует четыре временных интервала, для каждого справедлива своя схема замещения.

Интервал 1 (интервал импульса 1), рис. 2.

На рисунке каждый силовой трансформатор показан как идеальный (без сердечника), с индуктивностью намагничивания Lμ1 (Lμ2), подключенной к первичной обмотке. Силовые транзисторы и диоды показаны в виде ключей, конденсатор фильтра (Cф) и нагрузка Rн заменены источником постоянного напряжения Uвых. На рисунке стрелками показаны направления токов, принятые за положительные.

Во включенном состоянии находятся силовые транзисторы Т1, Т4, транзисторы Т2, Т3 заперты. Диод D1 проводит ток, диод D2 заперт суммой напряжений на вторичных обмотках силовых трансформаторов Тр1, Тр2. В данном интервале трансформатор Тр1 передает энергию на выход, Тр2 работает как дроссель, сдерживая нарастание тока в первичной цепи. Отсутствие тока i22 в обмотке W22 означает, что будет нулевым ток i21 в первичной обмотке этого же силового трансформатора. Фактическое напряжение на индуктивности L 1 не совпадает с направлением тока в ней, поэтому ток iµ1 снижается. Ток iµ2 — возрастает.

Интервал 2 (интервал паузы 1), рис. 3.

По окончании первого интервала выключается силовой транзистор T 4, и после короткой паузы включается транзистор Т3. Состояние левой стойки транзисторов не изменяется. Напряжение между точками а и б схемы равно нулю, поэтому полярность напряжения на обмотке W21 и на индуктивности намагничивания Lμ2 изменяется на обратную; диод D2 проводит ток i22 . В силу симметрии работы схемы в данном интервале ток i2 (ток, проходящий через источник напряжения Uвых на схеме замещения) образуется равными токами i12, i22, проходящими через обмотки W12, W22 и диоды D1, D2.

Ток в индуктивности Lμ1 продолжает спадать, проходя в положительном направлении, спадает и ток в Lμ2, поскольку к первичной обмотке W12 (и, следовательно, к Lμ2) приложено пересчитанное напряжение Uвых в полярности, противоположной начальной. Из сказанного следует, что ток i1 в данном интервале должен скачком снизиться на величину 0,5I2 (i2' = i2n; n = W12/W11 = W12/W21 — коэффициент трансформации, одинаковый для Тр1 и Тр2).

Интервал 3 (интервал импульса 2), рис. 4.

После запирания силового транзистора Т1 и отпирания транзистора Т2 точки а и б схемы подключены к источнику Uвх в полярности, противоположной той, что была в интервале 1. Теперь передача энергии с первичной стороны осуществляется силовым трансформатором Тр2, а Тр1 выполняет функцию дросселя. Ток во вторичной цепи проходит через диод D2, а диод D1 заперт. Происходит нарастание тока i22.

Интервал 4 (интервал паузы 2), рис. 5.

Данный интервал начинается с запирания силового транзистора Т3 и отпирания Т4. Два нижних ключа (Т2 и Т4) и оба выходных диода проводят токи. Фактическое направление тока i1 противоположно направлению этого тока в интервале 2.

В результате анализа схем замещения (рис. 2-5) построены временные диаграммы работы двухтрансформаторного преобразователя напряжения, в которых учтены принятые допущения, в частности отсутствие индуктивностей рассеивания обмоток силовых трансформаторов (рис. 6). Короткие паузы между переключением силовых транзисторов каждой стойки на диаграммах не учитываются. Длительности фронтов и спадов импульсов токов и напряжений приняты на диаграммах равными нулю вследствие идеализации параметров компонентов схемы. Из диаграмм следует, что в каждом силовом трансформаторе ток намагничивания имеет постоянную составляющую Iμ1(Iμ2). Поскольку схема симметричная и трансформаторы одинаковые, соблюдается равенство Iμ = Iμ1 = Iμ2. Определение тока Iμ необходимо для расчета силового трансформатора.

Рис. 6. Временные диаграммы токов и напряжений при допущениях, принятых при анализе
Рис. 6. Временные диаграммы токов и напряжений при допущениях, принятых при анализе

В первичной обмотке каждого идеального трансформатора проходит постоянная составляющая тока, равная nI2/2. Следовательно, в индуктивности Lμ1 (Lμ2) проходит тот же постоянный ток в направлении, показанном на рис. 2-5. На первичной обмотке каждого силового трансформатора напряжение равно Uвых/n в трех интервалах и (Uвх - Uвых/n) в противоположной полярности в четвертом. Постоянное (среднее) напряжение на первичной обмотке (на индуктивности Lμ) за период должно быть равно нулю.

Получим регулировочную характеристику (РХ) преобразователя напряжения — зависимость выходного напряжения от коэффициента заполнения импульсов, используя вольт-секундный баланс на первичной обмотке одного из силовых трансформаторов. Предварительно определим коэффициент заполнения импульсов:

где Т— период переключения.

Тогда относительное время паузы равно:

Уравнениевольтсекундного баланса:

откуда следует:

 (1)

Реально выходное напряжение преобразователя в зависимости от управляющего сигнала (D) получается меньше, чем предсказывается соотношением (1). Основные причины — падение напряжения на открытых силовых транзисторах и диодах, печатных проводниках платы; влияние индуктивности рассеяния обмоток силовых трансформаторов; наличие коммутационных промежутков, когда включенными оказываются выходные диоды обоих плеч, вызванных опять же индуктивностью рассеяния. Последняя причина снижения Uвых становится все более заметной при возрастании частоты переключения.

Для расчета силового трансформатора следует использовать соотношение, связывающее произведение сечения сердечника (Sс ) на площадь окна (Sо) на площадь окна (Sо) с мощностью трансформатора.

 (2)

где PТ— сумма расчетных мощностей первичной и вторичной обмоток силового трансформатора [ВА]; Kф = 1 — коэффициент формы (отношение действующего значения напряжения к среднему); Bm — амплитуда переменной составляющей индукции в сердечнике, зависящая от материала сердечника и частоты [Тл]; f— частота трансформатора [Гц]; Kj— коэффициент, имеющий размерность плотности тока, зависящий от заданного перегрева и геометрии сердечника [А/см2]; Kи — коэффициент использования окна сердечника; y — безразмерный показатель степени, теоретическое значение которого равно — 0,12.

Плотность тока j связана с коэффициентом KJ соотношением:

 

j=Kj(SсSо)

 

Соотношение (2) аналогично приведенным в работах других авторов [6, 7]. При использовании (2) формы напряжений и токов следует задавать близкими к режиму D = 1. КПД трансформатора, требуемый для определения PТ, принимается равным 0,97-0,99. Используя справочные данные, выбирается стандартный сердечник соответствующего размера. Должно выполняться неравенство:

 

(SсSо)CT≥SсSо

 

где SсSо — результат, полученный в ходе расчетов согласно (2).

Число витков первичной обмотки:

 (3)

Коэффициент трансформации n, предельные значения коэффициента заполнения Dmin и Dmax определяются при использовании регулировочной характеристики преобразователя напряжения (1) для известных значений Uвх и Uвых, которые зависят от конкретных условий работы. При низких выходных напряжениях следует к Uвых в (3) добавить падение напряжения на выходных диодах.

Вторичные витки силового трансформатора:

 

 W12(W22) = nW11(W21) (4)

 

Результаты расчетов по формулам (3) и (4) следует округлить до целых значений.

Постоянную составляющую индукции в сердечнике определим из равенства:

 

 Ввостs х Кзапт(Tл) (5)

 

где BS — индукция насыщения сердечника; Кзап = 0,7… 0,8 — коэффициент запаса.

Необходимое значение зазора в сердечнике:

 (6)

где μ0 = 4π 10–7 [Гн/м] — магнитная проницаемость вакуума; Iμ = nIн /2.

Индуктивность намагничивания, приведенная к первичной стороне, определяется из соотношения:

 (7)

В последней формуле размерность Sc— м2, l3 - м

Теперь снимем допущение о том, что пульсации на выходном конденсаторе бесконечно малы. Для определения пульсаций напряжения на выходе вначале выясним изменение тока Δi2 (рис. 6). Рассматривая интервал импульса и токи в индуктивностях Lμ1 и Lμ2, можно определить:

 (8)

Ток в конденсаторе фильтра Сф — это ток, определяемый как переменная составляющая тока i2 ( ток показан на рис. 7).

Рис. 7. Пульсация тока в выходном конденсаторе Сф
Рис. 7. Пульсация тока в выходном конденсаторе Сф

Амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе Сф определяется средним током заряда (Ai2/4) за четверть периода T. Используя (8), определим:

 (9)

Расчеты согласно (9) показывают, что при реальных значениях индуктивности намагничивания Lμ силового трансформатора и применяемых емкостях электролитических конденсаторов фильтров пульсации напряжения на нагрузке оказываются значительно ниже требуемых.

Реально при использовании электролитических конденсаторов приходится учитывать их последовательное активное сопротивление (Rконд). В этом случае амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке определяется соотношением:

 (10)

Напряжение на запертом диоде UD определяется из исходной схемы (рис. 1) с учетом того, что за период диод заперт только в одном интервале tимп.

Среднее за период напряжение на диоде равно Uвых, что следует из 2-го закона Кирхгофа. Поэтому связь между Uвыхи напряжением на запертом диоде определяется из соотношения:

 (11)

При выборе выходного диода следует учитывать появление выброса на нем при запирании. Независимо от типа диода (диод с p-n переходом или диод Шоттки) выброс будет тем больше, чем больше индуктивность рассеяния силового трансформатора. Последняя существенно зависит от числа витков, что следует учитывать при проектировании.

Снижение выброса на запираемом диоде возможно различными способами, например включением нелинейных дросселей последовательно с диодом либо использованием демпфирующих цепей параллельно ему.

Режим «мягкого» переключения, реализуемый методом фазовой модуляции (phase shift control), позволяет достичь переключения при нуле напряжения (ПНН) в обеих транзисторных стойках моста. ПНН в правой стойке (силовые транзисторы Т3, Т4) достигается легко в силу ускоренного перезаряда выходных емкостей. В левой стойке ПНН возможен в результате резонансного процесса при переключении и достаточной индуктивности в диагонали моста, через которую проходит ток i1.

Результаты эксперимента

DC-DC преобразователь напряжения был выполнен на выходную мощность 3 кВт с выходным напряжением, которое могло изменяться в диапазоне 20-30 В. Преобразователь напряжения является второй ступенью выпрямителя (AC-DC преобразователя напряжения), его входное напряжение 390-400 В поступает от корректора коэффициента мощности (ККМ).

В качестве ключей, образующих мост, использовались силовые транзисторы типа STW45NM50.

Силовые трансформаторы были выполнены на сердечниках из разрезного аморфного сплава ( AMCC16А). На каждом сердечнике, выполненном из двух U-образных половин, располагались два каркаса с первичными и вторичными обмотками. Для снижения индуктивности рассеяния первичная обмотка, расположенная на каждом каркасе, разделена пополам и содержит в себе ветвь вторичной обмотки. Каждая ветвь вторичной обмотки подключается к своему выходному диоду. Первичные обмотки каждого каркаса соединяются последовательно и затем соединяются с первичными обмотками второго силового трансформатора, выполненного аналогично. В выходной части были использованы две диодные сборки типа DSS 2x101-015A (диоды Шоттки).

На выходе было применено пять электролитических конденсаторов 2200 мкФ, 50 В. Частота работы силовых транзисторов моста и силовых трансформаторов около 50 кГц.

Фактические кривые токов, проходящих в первичных и вторичных обмотках силовых трансформаторов, отличаются от тех, что показаны на рис. 6, вследствие влияния индуктивностей рассеяния.

Некоторые результаты испытаний показаны на осциллограммах (рис. 8-10). На рис. 8 показан ток в диагонали моста (луч 1) и напряжение на одном из выходных диодов. Ток нагрузки 104 А, Рн = 3000 Вт. КПД выпрямителя, с учетом корректора мощности равен 91%. Измерение КПД проводилось при номинальной выходной мощности и установленном выходном напряжении 27 В.

Рис. 8. Ток в диагонали моста (СН1) и напряжение на выходном диоде (СH2) Ток нагрузки 104 А, Рн = 3000 Вт
Рис. 8. Ток в диагонали моста (СН1) и напряжение на выходном диоде (СH2) Ток нагрузки 104 А, Рн = 3000 Вт
Рис. 9. Напряжения на двух диодах, включенных в обмотки разных трансформаторов
Рис. 9. Напряжения на двух диодах, включенных в обмотки разных силовых трансформаторов
Рис. 10. Переменная составляющая выгодного напряжения, обусловленная активным сопротивлением электролитических конденсаторов(СН2), ток через один из выходных диодов (СН1)
Рис. 10. Переменная составляющая выгодного напряжения, обусловленная активным сопротивлением электролитических конденсаторов(СН2), ток через один из выходных диодов (СН1)

На рис. 9 показаны напряжения на двух диодах, включенных в обмотки разных силовых трансформаторов. Осциллограмма переменной составляющей выходного напряжения, обусловленная активным сопротивлением электролитических конденсаторов, и ток в одном из диодов показаны на рис. 10.

Выводы

  1. Двухтрансформаторный мостовой DC-DC преобразователь напряжения выгодно отличается от других возможных вариантов мостовых схем минимальным количеством электромагнитных компонентов, улучшенной технологичностью и пониженной стоимостью.<>
  2. Пульсации выходного напряжения определяются индуктивностью намагничивания силового трансформатора, приведенной к вторичной обмотке (n2Lм), и активным сопротивлением схемы замещения выходного конденсатора. Выходная пульсация растет при снижении уровня выходного напряжения.
  3. На регулировочную характеристику преобразователя напряжения оказывают влияние падения напряжений на элементах схемы и проводниках печатной платы, индуктивность рассеяния обмоток и частота переключения, что следует учитывать при проектировании.
  4. Расчет силового трансформатора следует проводить с учетом постоянной и переменной составляющих индукции в сердечнике. 

Литература

  1. Krupsky L., Meleshin V., Nemchinov A. Unified Model of the Asymmetrical Half-Bridge Converter for three Important Topological Variations. INTELEC99. 1999.
  2. Панфилов Д. И., Сафанюк В. С. Двухтактный преобразователь постоянного напряжения. АС СССР № 1796082А3. Кл. Н 04 М 3/335. 1993.
  3. Царенко А. И. Ноникашвили А. Д. Преобразователь постоянного напряжения в постоянное. АС СССР № 1541726. Кл. Н 04 М 3/315, 3/337. 1990.
  4. Wittenbreder E. H. High Efficiency Coupled Inductor Soft Switching Power Converters. Патент США № 3272023B1. 2001.
  5. Глебов Б. А. Двухтактный DC-DC преобразователь напряжения для систем электропитания // Практическая силовая электроника. 2004. № 13.
  6. C. Wm. T. McLymen. Transformer and inductor design handbook. Second edition revise and expanded. New York and Bazzel.
  7. Гусев Б. А. Определение высокочастотных потерь в обмотках силового трансформатора полумостового преобразователя постоянного напряжения // Электротехника. 2004. № 7.
*  *  *

Другие статьи по этой теме


Скачать статью в формате PDF

Скачать статью в формате PDF 2005_02_48.pdf  

 
ПОДПИСКА НА НОВОСТИ

Оцените, пожалуйста, удобство и практичность (usability) сайта:
Хорошо
Нормально
Плохо